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1、传输线理论,2014.5,内容简介,一、认识传输线二、均匀传输线方程及其解三、均匀无耗传输线工作状态的分析四、阻抗圆图简介五、传输线阻抗匹配六、 MIPSS实验系统阻抗匹配的实现,一、认识传输线,随着信息系统工作频率的提高和高速数字电路的发展，必须考虑传输距离对信号幅度相位（ 频域）和波形时延（ 时域）的影响。从电路的观点出发，将传输线看作分布参数电路，传输线理论不考虑具体传输线的结构和横向纵向的场分布，只关心电压电流或等效电压电流沿传输线的变化。相对于场的理论而言，传输线是一种简化的模型，它不包括横向（ 垂直于传输线的截面）场分布的信息，却保留了纵向（ 沿传输线方向）波动现象的主要特征。对于
2、许多微波工程中各种器件部件，采用这种简化的模型进行分析计算仍然是非常有效的和简洁的。在频域，我们所关心的是稳态解，应用入射波、反射波、幅度、相位等概念来描述线上的工作状态；在时域，我们所关心的是瞬态解，应用入射波、反射波、时延、瞬态波形等概念来描述线上的工作状态。传统的传输线理论注重频域稳态解。在实际工作中，由于高速数字电路的飞速发展，传输线上时域信号的瞬态解正日益引起人们的关注和研究。,1.1 传输线的基本概念,传输线:是用来引导传输电磁波能量和信息的装置，例如：信号从发射机到天线或从天线到接收机的传送都是由传输线来完成的。(或凡是用来把电磁能从电路的一端送到电路的另一端的设备统称为传输线)
3、。如图所示。,1.1.1 定义,（1）传输损耗要小，传输效率要高； （2）工作频带要宽，以增加传输信息容量和保证信号的无畸变传输； （3）在大功率系统中，要求传输功率容量要大； （4）尺寸要小，重量要轻，以及能便于生产和安装。(为了满足上述要求，在不同的工作条件下，需采用不同型式的传输线。在低频时,普通的双根导线就可以完成传输作用,但是,随着工作频率的升高,由于导线的趋肤效应和辐射效应的增大使它的正常工作被破坏.因此,在高频和微波波段必须采用与低频时完全不同的传输线形式),1.1.2 对传输线的基本要求,从传输模式上看，传输线上传输的电磁波可以分为三种类型。 （1）TEM波（横电磁波）：电场和
4、磁场都与电磁场传播方向垂直。 （2）TE波（横电波）：电场与电磁场传播方向垂直，传播方向上只有磁场分量。 （3）TM波（横磁波）：磁场与电磁波传播方向垂直，传播方向只有电场分量。,1.1.3 传输线分类,（1） 横电磁波（TEM波）传输线，如双导线、同轴线、带状线、微带线等。常用波段米波、分米波、厘米波。 (a)平行双导线 （b）同轴线 （c）带状线,（2）波导传输线（TE和TM波），如矩形、圆形、脊形和椭圆形波导等。厘米波、豪米波低端。 （a）矩形波导 （b）圆形波导 （c）脊形波导,（3）表面波传输线：如介质波导、介质镜像线、单根线等。其传输模式一般为混合波型。适用于毫米波。（a）介质波导
5、 （b）镜像线 （c）单根表面波传输线,TEM波模型如图1-1所示，电场（E）与磁场（H）与电磁波传播方向（V）垂直。TEM传输线上电磁波的传播速度与频率无关。 结合我们的工作，这里只讨论TEM 波传输线（如双线、同轴线）的基本理论。,研究传输线上所传输电磁波的特性的方法有两种。一种是“场”的分析方法，即从麦氏方程组出发，解特定边界条件下的电磁场波动方程，求得场量（ E 和H ）随时间和空间的变化规律，由此来分析电磁波的传输特性；另一种方法是“路”的分析方法，它将传输线作为分布参数来处理，得到传输线的等效电路，然后由等效电路根据克希霍夫定律导出传输线方程，再解传输线方程，求得线上电压和电流随时
6、间和空间的变化规律，最后由此规律来分析电压和电流的传输特性。这种“路”的分析方法，又称为长线理论。事实上，“场”的理论和“路”的理论既是紧密相关的，又是相互补充的。,1.2 传输线分布参数及其等效电路,长线是指传输线的几何长度和线上传输电磁波的波长的比值（即电长度）大于或接近于1；反之，则称为短线。可见二者是相对概念，取决于传输线的电长度而不是几何长度。,1.2.1 长线的含义,长线和短线的区别还在于：前者为分布参数电路，而后者是集中参数电路。在低频电路中常常忽略元件连接线的分布参数效应，认为电场能量全部集中在电容器中，而磁场能量全部集中在电感器中，电阻元件是消耗电磁能量的。由这些集中参数元件
7、组成的电路称为集中参数电路。随着频率的提高，电路元件的辐射损耗，导体损耗和介质损耗增加，电路元件的参数也随之变化。当频率提高到其波长和电路的几何尺寸可相比拟时，电场能量和磁场能量的分布空间很难分开，而且连接元件的导线的分布参数已不可忽略，这种电路称为分布参数电路。,1.2.2 分布参数 当高频信号通过传输线时，将产生如下分布参数效应： （a）由于电流流过导线，而构成导线的导体为非理想的，所以导线就会发热，这表明导线本身具有分布电阻；（单位长度传输线上的分布电阻用 表示。） （b）由于导线间绝缘不完善（即介质不理想）而存在漏电流，这表明导线间处处有分布电导；（单位长度分布电导用 表示 。） （c
8、）由于导线中通过电流，其周围就有磁场，因而导线上存在分布电感的效应；(单位长度分布电感用 表示。) （d）由于导线间有电压，导线间便有电场，于是导线间存在分布电容的效应；(单位长度分布电容 用表示。),R1为单位长度损耗电阻；G1为单位长度损耗电导；L1为单位长度电感，简称分布电感；C1为单位长度电容，简称分布电容。当 R1=0、G1=0时称为无耗传输线。,当频率提高到微波频段时，这些分布参数不可忽略。例如，设双线的分布电感L1= 1.0nH/mm，分布电容C1= 0. 01 pF/mm。当f=50Hz时，引入的串联电抗和并联电纳分别为Xl=31410-3 /mm和Bc= 3.141012 S
9、 / mm。当f=5000MHz时，引入的串联电抗和并联电纳分别为Xl=31.4/mm 和Bc=3.1410-4S/mm 。由此可见，微波传输线中的分布参数不可忽略，必须加以考虑。由于传输线的分布参数效应，使传输线上的电压电流不仅是空间位置的函数。,1.2.3 均匀传输线的分布参数及其等效电路 根据传输线上分布参数均匀与否，可将传输线分为均匀和不均匀两种，下面讨论均匀传输线。 均匀传输线：所谓均匀传输线是指传输线的几何尺寸、相对位置、导体材料以及周围媒质特性沿电磁波传输方向不改变的传输线，即沿线的参数是均匀分布的 在均匀传输线上，分布参数R、L、C、G是沿线均匀分布的，即任一点分布参数都是相同
10、的，用R1、L1、C1、G1分别表示传输线单位长度的电阻、电感 、电容、电导。,几种典型传输线的分布参数计算公式列于表1-1中。表中0、分别为对称线周围介质的磁导率和介电常数。,有了分布参数的概念，我们可以将均匀传输线分割成许多微分段dz（dz），这样每个微分段可看作集中参数电路。其集中参数分别为R1dz、G1dz、L1dz及C1dz，其等效电路为一个型网络如图1-1（a）所示。整个传输线的等效电路是无限多的型网络的级联，如图1-1（b）所示。,二、均匀传输线方程及其解,2.1 均匀传输线方程,均匀传输线的始端接角频率为的正弦信号源，终端接负载阻抗ZL 。坐标的原点选在始端。设距始端z处的复数
11、电压和复数电流分别为U(z)和I (z)，经过dz段后电压和电流分别为U(z)+ dU(z)和I (z)+ dI (z)。如图2-1 所示。,其中增量电压dU(z)是由于分布电感L1dz和分布电阻R1的分压产生的，而增量电流dI (z)是由于分布电容C1dz和分布电导G1的分流产生的。,根据克希霍夫定律很容易写出下列方程：,略去高阶小量，即得：,式（2-2）是一阶常微分方程，亦称传输线方程。它是描写无耗传输线上每个微分段上的电压和电流的变化规律，由此方程可以解出线上任一点的电压和电流以及它们之间的关系。因此式（2-2）即为均匀传输线的基本方程。,2.2 均匀传输线方程的解,将式（2-2）两边对
12、z微分得到：,将式（2-2）代入上式，并改写为,其中：,传输线的波动方程,传播常数,衰减常数,相移常数,传输线的波动方程是二阶齐次线性常系数微分方程，其通解为,将式（2-6）第一式代入式（2-2）第一式，得,式中,传输线的特性阻抗,高频时，即L1R1，C1G1，则,可近视认为特性阻抗为一纯电阻，仅与传输线的形式、尺寸和介质的参数有关，而与频率无关。,式（2-6）中A1和A2为常数，其值决定于传输线的始端和终端边界条件。通常给定传输线的边界条件有两种：一是已知终端电压U2和电流I2；二是已知始端电压U1和电流I1。下面分别讨论两种情况下沿线电压和电流的表达式。,2.2.1 已知均匀传输线终端电压
13、U2和终端电流I2,如图2-2 所示，这是最常用的情况。只要将z=l，U（l ） = U2， I（ l） = I2代入式（2-6）第一式和（2-7）得,解得：,将上式代入式（2-6）第一式和式（2-7），注意到l z = z ,并整理求得,2.2.2 已知均匀传输线始端电压U1和始端电流I1,将z=0、U（0）=U1 、I（0）=I1代入式（2-6）第一式和式（2-7）便可求得,将上式代入式（2-6）和式（2-7），即可得,2.3 均匀传输线入射波和反射波的叠加,由上面式子可知，传输线上任意位置的复数电压和电流均有两部分组成，即有,根据复数值与瞬时值的关系并假设A1、A2为实数，则沿线电压的瞬
14、时值为,现在研究行波状态下电压和电流的沿线变化情况。为讨论方便，距离变量仍然从始端算起，由于U2 Z0 I0 0，A2=0，U r(z) =0。考虑到 = + j ，因此公式（2-14）和（2-15）简化为：,于是入射波电压的瞬时值（假设初始相位 ）可以写为：,式（2-21）是距离z 和时间t 的函数。在任意指定的地方（即z 为定值），他随时间按正弦规律变动；而在任意指定时间（即t 为定值），它沿线以指数规律分布衰减。如图2-4所示。,2.4 均匀传输线相速与波长,现在我们研究波形上固定相位点的移动情况，令式（2-21）中t z + K，K 为常数。两边对t 微分得：,式（2-22）为波行进的
15、速度，即相位速度，简称相速。,在一个周期的时间内波所行进的距离称为波长，用表示，即：,式中f 为电磁波频率，T 为振荡周期。,2.5 均匀传输线特性阻抗,入射电压与入射电流之比或反射电压与反射电流之比为特性阻抗（即波阻抗）。它的表示式为（2-），即：,一般情况下，Z0 为复数，其摸和幅角分别为：,特性阻抗与频率的定性关系如下图2-5：,2.6 均匀传输线传播常数,传播常数表示行波经过单位长度后振幅和相位的变化。其表示式如下式所示：,一般情况下，传播常数复数，其实部称为衰减常数, 单位为dB/m（有时也用Np/m,1Np/m=8.86 dB/m）；为相移常数, 单位为rad/m。,2.7 均匀传
16、输线反射系数,为了表明反射波与入射波的关系，我们定义，线上某处反射波电压（或电流）与入射波电压（或电流）之比为反射系数，用(z)表示，即：,由（2-11）式得：,在传输线的终端（负载端）， z 0，终端反射系数用2 表示，由式（2-30）得：,由此可见，终端反射系数只与负载阻抗和传输线的特性阻抗有关。终端阻抗的类型不同，反射系数也不同。,（1）当ZLZ0 （即负载匹配） 时，终端反射系数 20，由反射系数定义知，反射波电压和反射波电流均为零，称为行波状态。（2）当ZL0 （即负载短路） 时，终端反射系数 21；当ZL（即负载开路）时，终端反射系数21。在这两种情况下，反射波与入射波幅度相同（负
17、号表示反射波与入射波相位相反），称为全反射状态。 在一般情况下，0 2 1，称为部分反射。,当引入终端反射系数的概念后，式（2-11）可改写为,2.8 均匀传输线的传输功率和效率,设传输线均匀且 = + j (0), 根据（2-35）及（2-36），沿线电压、电流的解为,假设Z0 为实数，由电路理论可知，传输线上任一点z 处的传输功率为,入射波功率,反射波功率,设传输线总长为 l, 将z = l代入式（2-37）, 则始端入射功率为,终端负载在z = 0处, 故负载吸收功率为：,由此可得传输线的传输效率为：,当负载与传输线阻抗匹配时, 即2 =0 , 此时传输效率最高, 其值为：,可见, 传输
18、效率取决于传输线的损耗和终端匹配情况。,三、均匀无耗传输线工作状态的分析,无耗传输线：是指R1=0，G1=0 的传输线。一般传输线的导体均采用良导体，周围介质又是低耗介质材料，因此传输线的损耗比较小，满足L1R1，C1G1，故在分析传输线的传输特性时可以近似看成是无耗线。,3.1 无耗传输线的基本特性,3.1.1 无耗传输线传播常数: = + j,由于无耗传输线的R1=0，G1=0，则：,因此：,3.1.2无耗传输线相速度：,由公式（2-22）:,将表1-1中的双线或同轴线的L1和C1代入上式，得到双线和同轴线上行波的相速度均为：,由此可见，双线和同轴线上行波电压和行波电流的相速度等于传输线周
19、围介质中的光速，它和频率无关，只决定周围介质特性参量，这种波称为无色散波。,3.1.3 无耗传输线特性阻抗,所谓特性阻抗Z0是指传输线上入射波电压Ui（z）和入射波电流I i（z）之比，或反射电压和反射波电流之比的负值。即,由于R1=0，G1=0，由式（2-8）得知,由此可见，无耗传输线的特性阻抗与信号源的频率无关，仅和传输线的单位长度上的分布电感 L1和分布电容C1有关，是个实数。由表1-1查得同轴线的分布电容和分布电感，然后代入式（3-4），便得到同轴传输线的特性阻抗计算公式为：,常用的同轴线的特性阻抗为50 和75 两种。,3.2 均匀无耗传输线工作状态的分析,传输线的工作状态是指沿线电
20、压、电流以及阻抗的分布规律。传输线的工作状态有三种：行波、驻波和行驻波。它主要决定于终端所接负载阻抗的大小和性质。,3.2.1 行波工作状态（无反射情况）,终端的反射系数2 为：,可以得到传输线无反射波的条件为：,此时，式（2-14）（2-15）中右边第二项为零，得到行波状态时沿线电压和电流的表达式为,式中U1 和I1 分别表示始端的电压和电流，U1i 和I1i 分别表示始端的入射波电压和电流， 1为始端入射波电压（或电流）的初相位。,由式（3-5）中两式之比，便得到行波工作状态时，沿线某点的输入阻抗为：,由上面的分析可知，当负载阻抗等于传输线特性阻抗时，均匀无耗传输线上传播的波为行波，沿线各
21、点电压和电流的振幅不变；相位随z增加不断滞后；沿线各点输入阻抗均等于传输线的特性阻抗。如图3-1所示。,3.2.2 驻波工作状态（全反射情况）,根据上面公式得到传输线上产生全反射（即|2| = 1）的条件为：,即始端短路、开路或接纯电抗负载。由终端没有吸收功率的电阻元件，传输线将会产生全反射而形成驻波，故称它为驻波元件，传输线将会产生全反射而形成驻波，故称它为驻波工作状态。当无耗线终端短路、终端开路或接纯电抗负载时，线上将会产生全反射而形成驻波。驻波具有下列特性：沿线电压、电流的振幅值随位置而变化，但在某些位置上永远是电压的波腹点（或电流的波节点）且波腹点电压值为两倍的入射波电压；在与电压波腹
22、点相差/4 处永远是电压波节点（或电流波腹点），且波节点振幅值为零；沿线电压和电流在时间和距离上均相差/2，因此线上没有能量的传输；沿线阻抗分布除了电压波腹点为无限大和波节点为零以外，其余各处均为纯电抗；两波节点之间沿线电压（或电流）相位相同，在波节点的两侧沿线电压（或电流）相位相反。,3.2.3 行驻波工作状态（部分反射情况）,一般情况下，信号源给出的一部分能量被负载吸收，另一部分能量将被负载反射，从而产生部分反射而形成行驻波。,线上任意点电压和电流可用反射系数来表示，即,上面两式之比即为归一化阻抗,现在，我们将上式用矢量来表示，并画在一个复平面上。式（3-7）中的第一式的第一项为实数1，表
23、示在实轴方向的单位矢量，它是始终不变的。第二项为反射系数的旋转矢量，它的模为|，在终端处反射系数的相角为2，即在复平面上终端处的反射系数和实轴的夹角。由于无耗线上任意点的反射系数的模等于终端负载的反射系数的模，即|=|2|。当离终端向电源方向移动时，反射系数的相位不断落后，即反射系数矢量沿着| 的圆顺时针方向旋转；反之，当从电源向负载方向移动时，反射系数的相位愈来愈超前，即反射系数矢量沿| 的圆反时针方向旋转。那么沿线某点的归一化振幅值是单位矢量与该点的旋转反射系数矢量的叠加。如图3-2（a）所示。,图 3-2,同样，由式（3-7）第二式可知，单位矢量和某点反射系数旋转矢量的差，称为该点的归一
24、化电流矢量。将反射系数矢量旋转，即可得到沿线归一化电流的振幅分布。如图3-2（b）。把归一化电压矢量和电流矢量画在同一个复平面上，如图3-2（c）所示。 为归一化电压和归一化电流矢量的相位差，它反映该点的阻抗特性。将反射系数矢量大小随ZL变化并旋转就可以得到终接任意负载时沿线各点的电压、电流和阻抗分布规律。,四、阻抗圆图简介,在微波工程中，经常会遇到阻抗的计算和匹配问题。前面已经介绍了终接任意负载阻抗的无耗线上任意一点的阻抗可用如下式进行计算，但由于是复数运算，非常麻烦。工程中常用阻抗圆图来进行计算，既方便，又能满足工程要求。,为了使阻抗圆图适用于任意特性阻抗的传输线的计算，故圆图上的阻抗均采
25、用归一化值。由式（3-7）可得归一化阻抗与该点反射系数的关系为：,（4-1）,（4-2）,式中Z(z)和Z L分别为任意点和负载的归一化阻抗；（z ）和2 分别为任意点和负载的反射系数。,根据上述基本公式，在直角坐标系中绘出的几组曲线称为直角坐标圆图；而在极坐标中绘出的曲线图称为极坐标圆图，又称为史密斯（smith）画图。其中以smith 圆图应用最广。,阻抗圆图是由等反射系数圆族、等电阻圆族、等电抗圆族及等相位线族组成。将等反射系数圆族、等相位线族、等电阻圆族和等电抗圆族画在同一个复平面上，即得如附图4-1所示的阻抗圆图（电脑计算用图）。工程上的等相位线不画出来，仅在外圆标上电长度和相角的读
26、数。等驻波系数也不画出来，因为实轴CD为| X|=0 的轨迹，即是波腹点或波节点的轨迹。波腹点的归一化电阻值为驻波系数，波节点的归一化电阻值为行波系数，因此一个以坐标原点为圆心、R MAX =为半径的圆即为等驻波系数圆。,图4-1 史密斯圆图,阻抗圆图有如下几个特点：,（1）圆图上由三个特殊的点：开路点（D点）。坐标为（1，0），此时对应于R =，| X |=， =1，=， =0。短路点（C点）。坐标为（-1，0），此时对应于R =0，| X |=0， =1，=，=。匹配点（O点）。坐标为（0，0），此时对应于R =1，| X |=0， =0，=1,（2）圆图上由三条特殊的线；圆图上实轴CD是
27、| X |=0 的轨迹，其中OD直线为电压波腹点的轨迹，线上R 的读数即为驻波系数的读数；CO直线为电压波节点的轨迹，线上R 的读数即为行波系数的读数；最外面的单位圆为R =0 的纯电抗轨迹，即为 =1的全反射系数的轨迹。,（3）圆图上由两个特殊的面；圆图实轴以上的上半平面（即X 0）是感性阻抗的轨迹；实轴以下的下半平面（即X 0）是容性阻抗的轨迹。,（4）圆图上由两个旋转方向；在传输线上由A点向负载方向移动时，则在圆图上由A 点沿等反射系数圆逆时针方向旋转；反之在传输线上由A点向电源方向移动时，则在画图上由A点沿等反射系数圆顺时针方向旋转。,（5）在圆图上任意点可以用四个参量： R 、X 、
28、|及来表示。注意R 和X 为归一化值，如果要求它的实际值须分别乘以传输线的特性阻抗Z0。,五、传输线阻抗匹配,5.1 阻抗匹配概念,阻抗匹配是传输线理论中的重要概念。在由信号源、传输线及负载组成的微波系统中，如果传输线与负载不匹配，传输线上将形成驻波。有了驻波一方面是传输线功率容量降低，另一方面会增加传输线的衰减。如果信号源和传输线不匹配，既会影响信号源的频率和输出功率的稳定性，又使信号源不能给出最大功率、负载又不能得到全部的入射功率。因此传输线一定要匹配。匹配有两种：一种是阻抗匹配，使传输线两端所接的阻抗等于传输线的特性阻抗，从而使线上没有反射波；另一种匹配是功耗匹配，使信号源给出最大功率。
29、,设信号源的内阻抗为Zg= Rg +jXg，传输线的输入阻抗为Zin= Rin + jXin，如图5-1所示。则信号源给出功率为：,因为,5.1.1 共轭匹配,要使信号源给出最大功率，达到共轭匹配，必须要求传输线的输入阻抗和信号源的内阻抗互为共轭值。,在满足以上共轭匹配条件下，信号源给出的最大功率为：,5.1.2 阻抗匹配,阻抗匹配是指传输线的两端阻抗与传输线的特性阻抗相等，使线上电压与电流为行波。为了要传输线的始端与信号源阻抗匹配，由于传输线的特性阻抗为实数，故要求信号源的内阻抗也为实数，即Rg=Z0 ，Xg=0，此时传输线的始端无反射波，这种信号源称为匹配信号源。当始端接了这种信号源，即使
30、终端负载不等于特性阻抗，负载产生的反射波也会被匹配信号源吸收，不会再产生新的反射。实际上始端很难满足Zg =Rg的条件。一般在信号源与传输线之间用阻抗匹配网络来抵消反射波。同理，终端也不可能满足ZL=Z0 的条件，必须用阻抗匹配网络使传输线和负载阻抗匹配。下面讨论阻抗匹配的方法。,5.2 阻抗匹配方法,阻抗匹配的方法是在传输线和终端之间加一匹配网络，如图5-2 所示。要求这个匹配网络由电抗元件构成：损耗尽可能的小，而且通过调节可以对各种终端负载匹配。匹配的原理是产生一种新的反射波来抵消原来的反射波。最常用的匹配网络有/4变换器、直接匹配器、阶梯阻抗变换和渐变线变换器。,阻抗变换器,阻抗变换器是
31、由一段长度为/4的传输线组成，如图5-3所示为Z01、长度为/ 4的传输线终端接纯电阻RL时，则由传输线的输入阻抗公式，该传输线的输入阻抗为：,为了使 Zin =Z0 实现匹配，必须使,上式表明，如果Z0和RL已给定，只要中间加一段长度为/4，特性阻抗为Z01 等于（5-5）式的 传输线，就能使特性阻抗为Z0的传输线和负载电阻RL匹配。,六、特征频带下MIPSS实验系统阻抗匹配的实现,我们使用的线圈（负载）阻抗随着频率的变化而变化，在特征频率下线圈阻抗与传输线特性阻抗（50）相匹配,检测系统各部分元件阻抗匹配时，其一，系统工作信号处于行波状态，测量的结果最准确。其二，系统的功率响应最大，那么该频点对应的主磁场最强，主磁场越强，它所激发病变组织的扰动磁场就越强，所以测量到的相位差也就越大。此外，磁场增强能进一步提高系统的稳定性和抗干扰性。,匹配频点,
