《蓄电池充电器的设计与实现.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《蓄电池充电器的设计与实现.doc（35页珍藏版）》请在三一办公上搜索。
1、精选优质文档-倾情为你奉上 学科分类号 0712 本科生毕业论文(设计) 题目（中文）： 蓄电池充电器的设计与实现 （英文）： The Design and Implementation of Charger for Storage Battery 目 录专心-专注-专业蓄电池充电器的设计与实现摘 要 蓄电池作为一种储能设备应用领域非常广泛, 是太阳能, 风力发电系统以及风光互补发电系统中的核心部分。然而，目前的蓄电池充电器大多采用的是恒压或恒流充电法，这些充电的方法很容易造成蓄电池的极板极化，严重影响蓄电池的使用寿命。本设计使用蓄电池专用充电管理芯片UC3909，它可有效地应用于四段式智能充
2、电技术，通过监控蓄电池的状态调整DC-DC模块的充电电压和电流，可以科学且高效的对蓄电池进行充电，消除因大电流引起的极板极化，延长蓄电池的使用寿命。关键词 蓄电池；极板极化；UC3909；智能充电；延长寿命The Design and Implementation of Charger for Storage BatteryAbstractBattery as an energy storage device its applications is very extensive, it is the core part of the solar energy, wind power gener
3、ation system, as well as wind and solar power generation system.However, the present battery charger is mostly used is a constant voltage or constant current charging method, these method of charging is likely to cause the battery plates polarization that affect the battery life seriously. This desi
4、gn uses a special rechargeable battery management chip UC3909, it can be effectively applied to four smart charging technology. By monitoring the status of the battery DC-DC module to adjust the charging voltage and current. It can charge the battery Scientifically and efficiently ,And eliminate the
5、 polarization plate caused by a large current, extend the battery life.Key words Battery;Plate polarization; UC3909;Intelligent charging; Prolong life1 前言1.1 论文研究背景及目的 在国家政策的大力支持下，蓄电池作为一种新能源以具有大容量、性价比高、工作温度范围大、工作安全可靠和制作原材料丰富等特点在电子电力系统中的应用越来越广泛。特别是在工业上的自动引导车、电瓶车和电动汽车动力源等方面得到广泛的应用，铅酸蓄电池技术的进步促进了通信、信息及电
6、动汽车等相关产业的蓬勃发展。随着铅酸蓄电池使用量的增大，不合理的充电方式造成了铅酸蓄电池容量快速下降，使用寿命缩短，使电池过早的废弃，产生了严重的资源浪费和环境污染。 因此，高效、安全和可靠的蓄电池充电方法显得极为重要，这也极大推动了人们对智能快速充电理论的不断深入研究。随着电池使用量的增大，如果改进充电器实现对铅酸蓄电池的智能快速充电，将对节约充电时间和能源有重大意义。1.2 国内外研究现状目前人们大多使用以常规充电法为原理的充电装置进行充电，其充电电流一般都较小，是为了防止采用大电流充电产生的过电压、温度上升太快、产生大量的气泡和消耗电量太大等问题所谓的常规充电方法包括小电流充电、恒压充电
7、和三阶段充电等。近两年，厦门大学的陈体衔教授提出了间歇充电法，其特点是将恒流充电段改为限压变电流间歇充电段，充电前期的恒电流充电段采用最佳充电电流，获得绝大部分充电量；充电后期采用定电压充电获得过充电量，将电池恢复至完全放电态1。这种充电方法虽然在真正意义上还没有达到最佳充电电流的思想，但是其这种使蓄电池在前期尽可能充入最多的电量的思想特别好，使人们开始认识到选择一种好的充电方法的重要性。Kc.chu和CC.chan提出了一种脉冲充电方法，其基本思想是：充电过程中，蓄电池和充电装置被有规律地断开，同时自动测量蓄电池的开路两端电压，在参考温度下，如果蓄电池的开路电压超过一定阈值，充电器停止充电，
8、直至蓄电池的开路电压低于某一阈值时，再进行充电2。这种充电方法是实时检测蓄电池的开路电压和荷电状态的值，开始充电时由于蓄电池的开路电压和荷电状态都很低，充电装置一直向蓄电池大电流的充电；进而当蓄电池的开路电压和荷电状态达到了一定值后，增加停止充电的时间，使蓄电池通过其内部的化学反应减少极化电压和降低温度等，直至到最后切换成小电流对蓄电池进行充电到结束。 最近国内外也有大量的专家和学者开始应用更加高效的充电方法来进行充电器的设计，这其中包括利用处理非线性系统效果非常好的模糊控制充电方法，该方法能更好的处理常规充电方法很难解决的时变性和干扰性等问题。1.3 论文主要研究内容 基于铅酸蓄电池的特性，
9、论文主要研究基于专用充电控制器UC3909的开关电源四阶段充电方式，具体充电状态如图1.1所示。 四阶段充电方式可以为其提供在不同状态时合适的充电电压和电流，将恒流充电快速安全地对蓄电池进行初始充电和恒压充电进一步对蓄电池充电有效地结合起来，从而使蓄电池的容量达到额定值，延长其寿命。 图1.1 四段充电方式解析图 状态1：涓流充电(T0-T1) 当蓄电池的电压低于终止电压即所设定的门槛电压Vch时，充电器将提供一个很小的充电电流Itr进行充电，这是为了防止把恒流充电时的大电流灌入损坏蓄电池。对于正常的蓄电池，电池电压会逐渐上升，直到门槛电压Vch，充电器将进入下一个阶段，恒流充电。当蓄电池的初
10、始电压高于门槛电压Vch时，充电器将越过涓流充电状态而直接进入恒流充电。 状态2：恒流充电(T1-T2)充电器提供一个恒定的充电电流Ibulk 给蓄电池。在这个阶段，蓄电池的容量快速增加，直到蓄电池的电压上升到过压充电电压Voc，蓄电池进入过压充电。状态3：过压充电(T2-T3)在过压充电状态，充电器提供一个略高于蓄电池额定电压的恒定电压Voc 给蓄电池，以使蓄电池能量最后达到饱和。这个阶段充电电流逐渐减小，直到Ioct，表明蓄电池已被充满，进入浮充状态。Ioct 的值可以设定，通常为Ibulk/5。状态4：浮充充电(T3-)充电器提供一个恒定的带有温度补偿的电压Vf给蓄电池，来维持蓄电池容量
11、保持不变，同时会提供很小的浮充电流，弥补蓄电池自身放电造成的容量损失。此后，如果蓄电池由于使用电压下降到Voc的90%，那么充电器自动进入涓充或恒流充电状态3。论文首先介绍了系统的总体方案设计，然后详细的阐述了反激式开关电源的研究与设计的方法以及UC3909充电控制器的原理与应用设计。最后通过测试和分析，将系统的性能做出改进并总结。2 设计任务与要求2.1 设计任务采用智能充电技术设计并实现蓄电池充电器，快速高效地对12V蓄电池进行充电，保证蓄电池所需的充电环境，并达到延长其使用寿命的效果。2.2 设计要求 (1)设计一个给12V蓄电池充电器，充电电流大于2A。 (2)设计电压检测电路，当电动
12、车蓄电池快充满时减小充电电流， 保护蓄电池。 (3)设计温度控制电路用以控制充电温升。(4)设计电路要能够消除大电流充电引起的极板极化。3 方案论证与选择3.1 充电电源方案论证与选择 方案一 采用线性电源。线性电源具有设计简单，成本低廉，输出电压稳定等有优点，但其变压器笨重且输出电流较低，带负载能力较弱。方案二 采用开关型电源。开关电源设计较复杂，成本较高，但输出功率大，带负载能力很强，且输出电压可控，转换效率高。综合两种方案,方案一虽然设计简单，但较难实现输出设计要求的2A以上的电流，方案二虽设计较为复杂，但其输出电压可变，带负载能力强且效率高，适合于蓄电池的快速充电。所以结合本设计的要求
13、，适合采用方案二作为充电电源方案。3.2 智能充电控制方案的论证与选择方案一 采用单片机作为智能控制。本设计中可以采用单片机外加一些外围电路，例如A/D，电流传感器等实时监控蓄电池的状态，从而控制开关电源的输出来实现智能充电。方案二 采用专用智能充电芯片。专用智能充电芯片，例如CN3909，它的充电状态逻辑电平根据充电状态控制充电器的输出电压和电流。可以实时快速有效地监控蓄电池状态并可以采用四段充电方式对蓄电池进行智能充电，且其外部电路较少。综合以上两种方案，本设计采用方案二作为智能充电控制方案。3.3 开关电源拓扑结构选择 带隔离变压器的开关电源的拓扑结构有正激式和反激式两种，前者适合于要求
14、输出大功率的应用，如150W以上，后者适合于输出较小功率的应用如100W以下。根据题目要求对12V蓄电池充电，充电电流大约2A，得出开关电源的输出功率不超过50W，所以本设计采用反激式拓扑结构。3.4 总体设计方案整个系统主要由UC3843开关电源控制器所控制的反激式开关电源，UC3909充电控制器所控制的DC-DC智能充电转换器，充电状态显示电路以及12V蓄电池组成。系统总体框图如图3.1所示。UC3843控制的反激式开关电源输出24V直流电压供给UC3909控制的DC-DC智能充电转换器，转换器通过对蓄电池充电状态的监控与分析，分段输出10.5-14.7V的电压对蓄电池进行智能充电。图3.
15、1 系统总体框图4 硬件电路设计硬件电路主要包括带隔离变压器的单端反激式变换器，DC-DC变换器以及充电状态显示电路组成。4.1 带隔离变压器的单端反激式开关电源 开关电源主要是由功率级和控制电路两部分组成。功率级电路包括EMI和输入整流滤波电路，反激变换电路及输出整流滤波电路。控制电路包括UC3843控制电路和电压采样反馈电路。4.1.1 带隔离变压器的单端反激式变换器原理带变压隔离器的单端反激变换器是在反极性（Buck-Boost）变换器的基础上演化而来的。在开关管Q导通时，将电源的能量存储在变压器初级电感LP中；当开关管关断的时候，将导通期间的储能传输到次级的负载，故称之为反激式变换器。
16、单端反激变换器和单端正激变换器相比，首先两者的工作原理不同，其次电路结构差别也很大。因为反激变换器在变换器反激期间，次级绕组和整流二极管组成了一个电流回路，同时也完成了磁复位的功能，所以反激变换器没有磁复位绕组，还比正激变换器少了一只续流二极管。 图4.1 隔离型单端反激变换器 单端反激变换器的电路拓扑如图4.1所示，它由开关管Q、高频变压器T、整流二极管VD、滤波电容C等组成。反激式变换器与正激式变换器的不同之处是，正激式变换器变压器的励磁电流储能一般很小，各绕组的瞬时功率代数和为零，其变压器只是起隔离、变压的作用；而反激式变压器是工作在储能和放电的反复过程中，故反激变压器不但起着输入输出隔
17、离的作用，而且还兼有储能电感的作用，可以称为是储能式变压器。为了保证在能量不完全转移的条件下磁芯不会出现饱和，反激式变换器的变压器的磁芯应加有气隙。但是加了气隙会有较大的漏感，在功率管关断时，就会产生很大的关断电压尖峰，还有可能损坏开关管；当开关管导通时，电感电流变化率大4。这样开关管的电压应力比较大，因此在很多情况下，必需要在开关管的两端加上吸收电路。 反激变换器的主要优点是结构最为简单，元器件少，成本较低，可靠性较高，驱动电路简单，缺点主要是变压器是单向励磁的，工作在 CCM 模式下磁芯利用率比较低，但在 DCM 模式下工作就有所改善；另外反激变换器的开关器件承受的电流峰值比较大，不适用于
18、大功率的开关电源。因此单端反激变换器多应用于150W以下的小功率开关电源中，诸如各种工业设备、计算机设备、消费电子等设备中的开关电源。 4.1.2 开关电源的功率电路功率级电路由主要由保护电路，EMI电路，输入整流滤波电路，反激变换电路以及输出整流滤波电路组成。EMI电路和输入整流滤波电路如图4.2所示。图中220市电经过保险管和负温度系数热敏电阻到达EMI电路，保险管的作用是：当电路发生故障或异常时，伴随着电流不断升高，并且升高的电流有可能损坏电路中的某些重要元器件。保险丝会在电流异常升高到一定的阈值时熔断而防止电路过大而损坏电路。负温度系数热敏电阻RT1的特性是：温度越高，电阻越小。所以开
19、机时可以吸收浪涌电流，防止瞬间电流过大对前边的整流二极管和保险丝带来的冲击，提高了电源设计的安全系数。而上电稳定后只会消耗很小的电能。图4.2 EMI和输入整流滤波电路EMI电路通常由一个线圈T1和两个电容C2，C3组成。它的作用是滤除由电网进来的各种干扰信号，防止电源开关电路形成的高频扰窜电网。整流桥采用全桥整流，利用二极管的单向导电性把方向和大小都变化的50Hz交流电变换为方向不变但大小仍有脉动的直流电。滤波电路用于滤除整流输出电压中的纹波，并联的电容器C5在电源的供给电压升高时，能把部分能量存储起来，而当电源电压降低时，就把能量释放出来，使输出电压变得平缓5。220交流电压经过整流滤波变
20、成Ud=300V左右的直流电压。 反激变换电路及输出整流滤波电路如图4.3所示。主要由反激式高频变压器T2，RCD吸收电路，启动电路，MOSFET，快恢复二极管等组成。 反激式变压器T2不仅作为变压器使用，同时又作为储能电感，它的设计方法与其他类型的变压器不同。在磁芯大小，原边电感、气隙大小，原边线圈匝数的选择，以及在磁芯内直流成分和交流成分之间的相互影响等问题都要在设计中细致考虑6。图4.3 反激变换电路及输出整流滤波电路RCD吸收电路由D2，R2，C6组成，其作用是在MOSFET关断瞬间用来吸收变压器的续流尖峰。启动电路由启动电阻R3，D3，C7和变压器的一路辅助线圈组成，一般电路在电路上
21、电工作之前都有一个启动延时或叫软启动过程。这样在加入直流电压U d之后一段时间里，反激式电路的开关管保持为断态，设置这段延时的目的是为了使集成控制芯片 UC3843内部供电电压达到稳定的规定值之后，控制芯片才开始投入工作。 芯片UC3843的正常供电电源是通过变压器的一路辅助电源给 UC3843工作的，但是如果芯片不先工作的话，也就没有辅助电源了；所以需要一个先给芯片启动的工作电源，这样才能正常工作。这里通过电阻R3从直流母线上将压给芯片提供启动电流；根据UC3843的技术资料，芯片的正常工作电流在10mA左右，启动电流在0.3mA0.5mA。维持芯片工作能量将被储存在并接芯片电源引脚的47u
22、F的电解电容里。输出整流滤波电路由D4，C12组成，反激式变换器中所使用的输出整流二极管在变换器开关周期中，主要是在功率开关管截止期间才导通工作的。双管反激变换器输出整流二极管承受的电压应力与传统反激变换器相同，因此，整流二极管必须具有正向压降低、快速恢复的特点，还应具有足够的输出功率。对于反激变换器，输出整流器的反向峰值电压的理论计算值为： (4-1)上式计算的VDR是在理想情况下的理论计算值，然而二极管在实际运行中的况并非如此简单，二极管换流和恢复过程中会出现尖峰电压和振荡过电压，漏和引线电感在瞬变过程中产生的尖峰电压，瞬时短路的情况更为严重。因此，选取整流二极管的反向电压 VDR应远大于
23、理论计算值，并要留有足够的裕度。般选取整流管的反向电压 VDR约为3-4倍的理论计算值，设计中选用的是MUR3020，其反向击穿电压为600V，电流为15A。C18,D5,R17的作用是：吸收Q1闭合瞬间在其漏极产生的尖峰脉冲。4.1.3 开关电源的控制电路控制电路部分采用高性能电流模式控制器UC3843作为控制芯片。UC3843是高性能固定频率电流模式控制器，专为OFF-LINE和DC-DC变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。内部的集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考，高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出
24、，是驱动功率MOSFET的理想器件。它的保护特性包括输入与参考欠压锁定滞后，逐周期电流限制，可编程输出死区时间，和一个锁存器，用于单脉冲计量。UC3843内部简化方框图如图4.4所示。图4.4 UC3843内部简化方框 UC3843的工作原理是：给定电压与反馈电压经误差放大后，作为门限电压U与反馈电流经采样后的电压VS一起输入到电流感应比较器，当超过门限电压后，该比较器就输出为高电平，进入到RS触发器的复位端R，使得输出Q为高电平，经或非门后输出为低电平来关断开关管，并且一直保持这种状态，直至振荡器输出脉冲到达触发器的置位端S和或非门为止，在振荡器输出为高电平的时侯，或非门始终输出为低电平，开
25、关管也就一直的关断，这段时间由振荡器输出脉冲的宽度来决定，当振荡器输出脉冲下降的同时，RS触发器的输出Q变为低电平，经或非门输出就变为高电平，输出控制脉冲就如此周期性地工作，其中PWM信号的上升沿由振荡器来决定，下降沿由开关管电流和输出电压共同决定，反转触发器T限制PWM的占空比调节范围在050%之内7。 4.1.4 电压反馈取样电路设计反激式电源变换器的输入和输出一般都是隔离的，所以电压反馈信号和控制芯片是不共地的，需要隔离采样。对于一个隔离型单路输出的开关变换器，一般存在三类电位参考点。第一类参考点是主电路中变压器一次绕组所在电路部分的公共参考地；第二类参考点是主电路中变压器二次绕组所在电
26、路的公共参考地；第三类参考点是控制电路的公共参考地。由于主电路功能是传输和处理能量，所以这部分电路中会有高电压和大电流功率信号；而控制电路的功能是处理微弱信号，所以控制芯片的耐压一般不超过30V8。这样，最好是控制电路与主电路不存在直接的电气连接，即不能共地，这样可以避免主电路中的大电流信号对控制电路的影响。但控制电路要对主电路提供控制信号，因此需要电气隔离，一般用磁隔离和光电隔离等。同时控制电路又要完成对主电路输出信号的采样，处理以及调节其输出能量等功能，所以在闭环调节系统中，控制电路的输入与主电路输出端也需要进行隔离处理，一般都是采用光电隔离。光电隔离一般采用线性光电耦合器件，本设计选用的
27、是PC817。控制电路输出与主电路的隔离是驱动隔离，控制电路与主电路输出的隔离是反馈隔离9。 图4.5 电压采样反馈电路电压采样反馈电路如图4.5所示，它主要由光耦PC817和稳压器件TL431等元器件组成。TL431作为基准和反馈误差放大器，采样输出，并产生相应的误差电压。该误差电压通过光耦 PC817转变成误差电流，耦合到初级中，再转换成电压作为控制芯片UC3843的VFB端口的输入。这里是把光耦的C极直接连到VCC，2脚通过一个1K的电阻接地，再通过一个4.7K电阻将电压采样到UC3843的VFB脚。在图4.5电压反馈取样电路中，由光耦PC817和精密稳压管TL431相配合，作为参考、隔
28、离、取样和放大，组成负反馈环路。下面对电路中的参数进行设计计算10。 (1)反馈取样电路中的采样电阻 R16、R15的取值。 R15的值不是任意取的，要考虑两个因素:(a) TL431参考输入端的电流。一般此电流为2A左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R15的电流为参考段电流的100倍以上，所以： (4-2) (b)待机功耗的要求。为了减小待机功耗，在满足小于 12.5K欧姆的情况下尽量取大值。在这里取 R15 =10K欧姆，外加Rp1调节输出电压。 由TL431的datasheet资料可知，其内部有一个的基准电压Vref=2.5V，根据TL431的稳压性能，R1
29、6、R15 、Rp1、Vout、Vref有固定的关系： (4-3)输出电压为24V，由式4-3可得： (4-4)(2)限流电阻R12的取值，R12的取值要保证高压控制端取得所需要的电流。UC3843的误差放大器输出电压摆幅为0.8V Vo 6V,三极管集射电流Ic受发光二极管正向电流IF控制,通过PC817的Vce与IF关系曲线(如图4.6所示)可以确定PC817发光二极管正向电流 IF。由图可知,当PC817发光二极管正向电流IF在5mA左右时,三极管的集射电流Ic在7mA左右变化,而且集射电压Vce在很宽的范围内线性变化,这也符合UC3843的控制要求。 图4.6 PC817的Vce与IF
30、关系曲线 由PC817的datasheet资料可知，其电流传输比CTR=0.81.6，当IC=7mA时,考虑最坏的情况,取CTR=0.8，此时要求流过发光二极管最大电流为： (4-5) 所以R12的取值范围应为： (4-6) 同时发光二极管能承受的最大电流为50mA，TL431为100mA，故取流过R12的最大电流为50mA，所以R12的取值范围应为： (4-7) 所以，406欧姆R122320欧姆,设计中取1K欧姆。 (3)偏压电阻R13的取值 从TL431的技术参数知，Vka在2.5V37V变化时，TL431的工作电流Ika范围在1mA100mA 之间，其死区电流为1mA，也就是R12的电
31、流接近于零时，也要保证TL431有1mA，所以： (4-8) 除此以外也是功耗方面的考虑,由前所述，PC817的IF取7mA，先前取R12的值为1000欧姆，则其上的压降值为： (4-9)PC817发光二极管的正向压降Vf=1.2V，则R13上的压降值为： (4-10)取Ika=20mA，则流过R13的电流为： (4-11)因此，R13的值为： (4-12) 取R13为500欧姆。在图4.5电压反馈取样电路中，在稳压管TL431两端并接了一只电容C16，它具有延时软启动的功能，这样能减少元器件所受的应力。延时时间的长短与开关电源输出的功率大小有关，大功率电源一般要延时3045ms，中小功率的电
32、源只要延时1030ms就可以了。电源的延时时间主要取决于启动电容的容量，另外还与电源电路的输入阻抗有关。对启动时间要进行调整，延时时间不能太长，否则会影响控制灵敏度11。4.2 UC3909控制的DC-DC智能充电模块设计利用UC3909充电控制器,可以组成开关型铅酸电池快速充电器。该芯片中的平均电流型PWM控制电路,可产生充电状态逻辑电平。充电状态逻辑电平根据充电状态控制充电器的输出电压和电流。该芯片中的欠压封锁电路,保证加入足够的电源电压。此外该芯片中还含有差动电流取样放大器、精度为1%的基准电压, -3.9mV/热敏电阻线性化电路、电压和电流误差放大器、PWM振荡器、PWM比较器、PWM
33、锁存器、充电状态译码器和一个100mA的集电极开路输出驱动器。4.2.1 UC3909控制回路原理采用UC3909的铅酸电池开关型快速充电器应用电路如图4.7所示。虚线框图内为UC3909内部结构。UC3909采用具有平均电流限制的电压控制回路,精确地控制铅酸电池的充电速率。虽然平均电流限制电路较复杂些,但是控制回路的设计比较简单。图4.7 CN3909内部框图及应用电路图 (1)电流取样放大器(CS)电流取样放大器的放大倍数为5,补偿电压为2.3V,它的作用是检测取样电阻RS两端的电压。该电压与电池充电电流成正比。取样电压的正端接到电流取样放大器的反相输入端,以保证极性正确的电压加到PWM比
34、较器。当电池没有充电电流时,电流取样放大器的输出端(CSO)电压为2.3V12。电流取样电阻RS的阻值应等于350mV除以最大允许充电电流。为了减小功耗，RS应取较小的阻值。设计中充电电流设置为2A左右，所以RS160毫欧姆最大充电电流IBULK由已知的电压误差放大器最高输出电压(VOH=5V)、取样电阻RS两端允许的最大压降VRS和电阻RG1和RG2的阻值决定。 (4-13)为了避免电流取样放大器输出饱和,必须限制电池取样放大器输出端(CSO)电压的最大幅值。因此电流取样电阻RS两端最高压降必须限制在2V以内。无充电电流时,电流取样放大器输出端电压VCSO=2.3V;最大充电电流时,电流取样
35、放大器输出端最高电压VMAX(CSO)=2.3V-2.0V=0.3V。 (2)电压误差放大器(VEA)电压误差放大器(VEA)检测电池电压,并把它与热敏电阻引起的基准电压2.3V-3.9mV/进行比较。电压误差放大器输出电压转换为电流控制信号,与电流取样放大器输出信号相加。电压误差放大器(VEA)最高输出电压限制在5V,这样可限制最大负载电流。在涓流充电状态下,充电开始时比较器使电压误差放大器输出开路(高阻抗输出)。此时,涓流偏置电流与电流误差放大器CA的反相输入端(CA-)的电流相加,设定最大涓流充电电流。在涓流充电状态下,最大允许充电电流(ITC)由下式决定： (4-14)式中ITRCK为
36、流入电流误差放大器反相输出端CA-的固定控制电流。当RSET脚外接电阻为11.5k时,ITRCK为10A。(3)电流误差放大器(CA)电流取样放大器(CS)与电压误差放大器(VEA)的输出信号通过电流误差放大器(CA)比较。电流误差放大器(CA)的输出信号改变PWM占空比,从而调整平均充电电流。接有积分补偿时,电流误差放大器(CA)具有非常高的电流增益。为了提高放大器的稳定性,电流误差放大器(CA)的高频增益必须按以下原则设计,即电流误差放大器(CA)输出信号下降斜率应低于或等于PWM斜坡上升斜率。4.2.2 UC3909外围电路设计UC3909实际外围电路如图4.8所示，从整体来看，它是一个
37、DC-DC模块。图中RS11+RS12=RS1，RS41+RS42=RS4，RG11+RG12=RG1，RG21+RG22=RG2，ROVC11+ROVC12=ROVC1。图4.8 UC3909控制的DC-DC模块电路(1)选择RS1，RS2,RS3，RS4基本公式如下： （4-15） （4-16） （4-17）本设计中的12V蓄电池由6个单体电池组成，单体电池的参数为：Voc=2.45V，Vt=1.75V，Vf=2.275V,因此电池组的几个基本参数为：VOC=2.45V6=14.7V，VT=1.75V6=10.5，VF=2.275V6=13.65V。为了便于计算将RS3|RS4的阻值为51
38、K，将它代入式(4-14)可得： (4-18)得：RS1+RS2=275欧姆，将已知数据代入式(4-15)，可得： (4-19)由此式可得出RS2=20K，RS1=275-20=255K。将RS2，RS1的数值代入式(4-16)可得： (4-20)由此式可得：RS3=56K，再由RS3和RS4的并联值得出RS4=620K。 (2)选择RG1和RG2基本计算公式如下： (4-21) (4-22) (4-23)已知RSET脚外接电阻为11.5k,取样电阻RS=0.16欧姆,根据ITRCK= 0.115V/0.1=10A。假设允许的涓流充电电流ITC=0.004C=32mA;快速充电电流IBULK=
39、C/5=1.6A。将已知数值代入ITC表达式中,可得: (4-24)由此可得：RG1=2.55K，将已知数值代入：，得出：RG2=3.95K。 (3)选择ROVC1和ROVC2基本计算公式为： (4-25)设定过充电终止电流为C/50=160mA，可得：，选定ROVC2=120K，则可得：ROVC1=5.6K。4.2.3 充电状态显示电路设计UC3909不但能够检测蓄电池的状态而调整对应的充电状态，而且可以通过逻辑电平的高低来表示蓄电池当前的充电状态。UC3909有两个充电状态译码管脚STAT0、STAT1，它们的不同组合对应不同的充电状态，如表4.1所示。另外当处于浮充状态时，管脚STATL
40、V也输出为高电平。STAT0和STAT1是集电极开路输出，所以都接了一个10K的上拉电阻到VLOGIC。表4.1 充电状态译码表STAT0STAT1涓流充电00恒流充电01过压充电10浮充充电11对于充电状态的指示我们只需用STAT0和STAT1逻辑电平驱动LED灯来指示充电状态，如图4.9所示。四种情况分别对应如下：LED1，LED2都不亮：涓流充电。LED1不亮，LED2亮：恒流充电。LED1亮，LED2不亮：过压充电。LED1，LED2都亮：浮充充电。图4.9 充电状态指示电路5 系统调试5.1 UC3843控制的反激式开关电源调试UC3843控制的反激式开关电源输入电压是220V的交流
41、电压，对未进行调试的电路上电前主要做了以下几点检测:(1)用万用表检查线路及元件是否存在短路。(2)确保电路的保护元件完备，如保险管，如负温度系数电阻等。上电时，在输入端串联一个白炽灯，它的作用是：当电路存在短路情况时，白炽灯会一直亮着，并保护电路。无短路情况时，白炽灯只会开始瞬间亮以下，然后马上熄灭。所以可以起到检测短路情况和保护电路的作用。上电后，遇到的最大的问题是：变压器滴答滴答的响。通过查找相关资料，了解到这是电路的自保护引起的。但是前面的白炽灯并没有亮，线路没有短路，用万用表量功率级电路的各点电压没有问题。将测试点转移到控制部分。首先测到UC3843的VCC只有7.5左右，查阅其Da
42、tasheet可知其VCC至少达到8.5以上。这说明启动电路有问题，提供的电压不够。通过原理图分析，提高启动电压的办法是将辅助电源出来的电阻R4去掉，减少压差，并加大滤波电容C7。再次上电后，电路无杂音，输出电压正常。5.2 UC3909控制的DC-DC充电转换器调试此模块上电前同样是进行上述的检测，正常后，输出端与蓄电池两端相连。上电后，测量模块输出二极管正端电压和蓄电池的电压，发现前者小于后者。模块没有起到充电作用。分析UC3909的外围电路，将决定其输出电压的电阻的实际值与理论值进行比较，发现它们存在差值。通过电阻值调整，是输出到达所需的电压值。测试中发现UC3909的时钟振荡频率为16
43、5KHz左右，与Datasheet中的220KHz值有较大的差值。所以重新绕制了一个较小电感值的电感与实际频率相匹配。6 测试与分析6.1 测试仪器FLUKE-17B电压表，FLUKE-17B电压表，电子计时器，蓄电池综合测试仪。6.2 测试方案测试的方案框图如图5.1所示。充电器对蓄电池充电时，分别用电流表和电压表测量流进蓄电池的电流和蓄电池两端的电压，记录各个状态的持续时间。图5.1 测试方案框图6.3 测试结果表5.1 测试结果表充电状态电压变化(V)电流变化(A)持续时间(Min)涓流充电5.17-10.480.3675恒流充电10.48-14.661.67105过压充电15.121.
44、67-0.34121浮充充电12.960.36-0.02366.4 测试分析 由测试结果可以看出，本设计基本满足设计的要求。各阶段的电压和电流及其变化与理论设置的值基本一致，实现了四段式智能充电的过程，完全可以消除蓄电池的极板极化，从而延长其寿命。7 总结本设计的主要研究工作是蓄电池充电器的设计与实现，采用蓄电池专用充电管理芯片UC3909作为充电器的管理器件，只需少量的外部元件既可完成四段式充电过程。通过对蓄电池资料的深入研究，确定了蓄电池的参数，通过对UC3909外部电阻元件阻值的设定，检测蓄电池两端的电压来调整充电参数。本设计的几个成功之处在于：采用了蓄电池专用管理芯片UC3909，只需少许外部元件既可对蓄电池进行智能充电，防止蓄电池极板极化，延长蓄电池寿命。参考文献1 钱建军.
