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1、交错式36KW BOOST PFC毕业设计北京交通大学毕业设计 第 1 页 第一章 绪论 1.1 选题背景和意义 随着全球工业化进程的加剧，以石油为主的能源短缺问题开始逐渐凸现，当前，能源短缺和排放法规越来越严格是汽车工业发展的两大挑战，也是汽车技术不断发展的重要推动力。电动车以其节能、环保的特点，受到广泛关注。全球各个国家都把电动车的发展放到重要的战略地位，各国都在致力于清洁，环保的电动车的研制开发。为了推动电动车的产业化进程，电动车相关技术也得到国内外的广泛重视。对于电动车来说，车载电源是其不可或缺的重要装置，而车载电源已被列入“十五” 、“863”电动车重大专项中。 车载电源是以现代开关
2、电源技术为基础的，广义地从电网给电源供电的角度看，大部分开关电源可以认为是市电带的非线性负载，会在电网中产生大量的电流谐波。这个谐波属于无功功率，会在电网中往复流动却不做功，消耗着大量的功率从而严重影响电网效率和运行安全，造成巨大能源浪费和经济损失。解决这个问题的最根本办法就是将所有的用电设备设置为电阻性负载，使得无功输入功率尽可能的减小。 随着电动车的不断推广，充电电源越来越得到大规模的使用。因此，大量电动车用充电电源工作时对电网的污染将不容忽视。针对高次谐波问题，从上世纪九十年代初，各国开始以立法形式来限制电网高次谐波，传统的开关电源都在限制之列。抑制和消除谐波，提高功率因数已成为当今国内
3、外电源界的重要课题。事实上，开关电源的有源功率因数校正技术(Power Factor Correction technique, PFC技术)引起了国内外许多学者的重视，功率因数校正技术可以调节电网的输入特性，使得输入功率有功最大化，令开关电源成为电网的纯阻性负载，可以使电网效率最大化，提高运行安全，保护敏感设备。近几年来，国内外科研人员在PFC的原理、方法、电路拓扑、控制技术等方面也取得了许多成果。因此PFC技术作为一种绿1 第 2 页 北京交通大学毕业设计 色能源技术被广泛推广。 随着PFC技术的推广，许多工业开关电源与家电的前端都采用了功率因数校正PFC预调节器。但是随着单相有源PFC技
4、术的成熟和功率等级的进一步提高，原有单重PFC方案的使用受到限制。因为功率的增加，单重PFC的开关器件要承受过高的瞬间电压和电流应力，出现选择器件的困难，增大成本，而且还将增大电路中关键点的电压电流瞬变，造成较为严重的辐射和传导的EMI。 近年来，一种新兴的功率因数校正PFC技术交错式PFC的使用开始逐渐普及。这种技术能降低功率器件的耐压、耐流要求和输入电流纹波；成倍增加输出功率的等级，减少单个电感的容量。从而大幅减少整个功率电路的成本。因此交错PFC非常适合用于大电流、高功率的应用领域。 本课题就是立足于设计开发电动车车载充电电源的功率因数校正部分，以车载电源的前级PFC预调节电路为对象，研
5、究设计这种交错式PFC功率因数校正电路，以期能够减少充电电源对电网的污染，提高充电电源的功率因数，降低谐波含量使其成为绿色电力电子设备。 1.2 主要研究内容 1、研究交错boost PFC工作原理，选择合适的控制方案，结合matlab仿真，在理论上说明交错PFC的应用价值。 2、根据课题要求，选用UCC28070实现PFC控制功能。并学习IC功能。 3、结合工程实际，设计交错PFC预调节电路的主电路、控制电路及外围电路参数，并选择合适的元器件。 4、使用protel和solidworks软件绘制pcb电路板和散热片，并制作样机，调试，最后给出实验结果。 2 北京交通大学毕业设计 第 3 页
6、第二章 基本理论 2.1 Boost电路工作原理 升压式(Boost)变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器。电路结构见图2-1。 LVoS图2-1 根据电感电流是否连续，boost可分为连续、断续和临界状态三种工作模式，在本文中只针对连续模式进行研究。 连续工作原理如图2-2： ILIcIL+UinL+CRUo+UinL+CR- -图2-2 (a) s开通时 s关断时 开关管由信号Ug控制，Ug高电平时，S开通，反之关断。 S导通时，uL=Uin0,电感充电储能，电容C向负载供电；S关断时，由于电感电流不能突变，二极管D为电感续流，此时电感上储存的能量传递到电容、负载侧
7、，由于电感电流减小，电感感应电势uLU ni。3 第 4 页 北京交通大学毕业设计 在电感电流连续的情况下，输入输出端的电压表达如下： 在稳定工作时，由于功率平衡原理，电感两端电压在一个周期内的积分为0。 S导通期间： uL=Ui nS关断期间： uL=U in-Uo故 Uinton+(Uin-Uo)toff=0 两边同时除以开关周期Ts，整理后得到输出电压与占空比关系 UoTS1= (2-1) Uintoff1-D由式可知，输出电压与输入电压的比值始终大于1，即输出大于输入电压。 当输入电压是由整流桥提供的半正弦电压的情况下，在每个开关周期内，上式同样成立，并且可以推出电感电流： UintL
8、iL=Uint-UOtonLL其中，Uin0tton (2-2) 0t0.5 (2-15) 图2-13了交错电感纹波的抵消和K(D)与占空比D的关系曲线，可见，输入电流纹波减小量随着开关占空比的变化也不断变化。 图2-13 K(D)与占空比D的关系曲线 可以看出，当交流输入电压为85V时，输入电流的纹波最大，此时开关占空比为69，输入电流纹波是电感电流纹波的55；当占空比为2和l00时，电感电流纹波的相互抵消量很小，但此时的电感电流纹波也很小，所以总的输入电流纹波也不大。可见在半个工频周期内，交错并联Boost PFC可以大大降低输入电流纹波。 2. 减小电感磁芯尺寸 交错并联Boost变换器
9、中的电感电流纹波相互抵消，降低了PFC电路 的输入电流纹波，使得Boost电感的磁芯尺寸减小。这是因为在PFC电路的功率、电感量、开关频率都相同的条件下，交错并联Boost变换器中两个 电感需存储的能量是单相Boost电感的一半，如式(2-16)、(2-17)所示。 Esingle12=LI (2-16) 217 第 18 页 北京交通大学毕业设计 Eint=1I21I212L+L=LI (2-17) 22224Esingle是单相Boost变换器中电感存储的能量，Eint是交错并联Boost变换器中电感存储的能量。 在电感量一定的条件下，分别计算上述两种电路中Boost升压电感所需磁芯的窗口
10、面积Wa和磁芯的有效截面积Ae的乘积。 Ipeak=Pout(max)2hVin(min)LIpeakDBIpeakIpeak2KuCdIpeak (2-18) WaAsingle=LWaAint=222DBKuCd其中，Ipeak为输入电流峰值，Cd为绕线的电流密度，DB为磁感应强度变化量，Ku为绕线系数。可得出： 2WaAint1= (2-19) WaAsingle2由式(2-19)可知，交错并联Boost变换器电感所需磁芯的总面积乘积为2WaAint，它是单相Boost电感磁芯面积乘积的12。可见，通过交错并联技术使得Boost变换器的磁芯窗口面积Wa与磁芯有效截面积Ae的乘积减小50，
11、进而有效减小了Boost电感磁芯的尺寸。 3. 减小输出电容纹波电流 使用交错技术可以有效降低输出纹波，如下图所示表明了在交错boost中输出二极管电流纹波与输出纹波的关系。 18 北京交通大学毕业设计 第 19 页 图2-14 输出二极管电流与输出纹波 由图可以看出，交错工况减半了输出纹波，代价是加倍了纹波频率，单相Boost变换器的输出电容纹波电流有效值与占空比的关系如式： Icout(single)(D)=(1-D)-(1-D)2 (2-20) 两相交错并联Boost变换器输出电容纹波电流有效值与占空比的关系如式： 12(1-2D)-(1-2D)2Icout(D)=1(2-2D)-(2-
12、2D)22D0.5 (2-21) D0.5图2-15是单相Boost变换器和两相交错并联Boost变换器中流过输出电 容的纹波电流有效值与开关占空比D的关系。可看出，在相同的功率等级下，两相交错并联Boost变换器输出电容的纹波电流是单相Boost变换器的一半。输出电容纹波电流有效值的减小，使得由电容等效串联电阻引起的功耗降低，减少了电容发热量，降低了电流应力，提高了变换器的可靠性。 图2-15 输出电容纹波电流有效值Icout与占空比D关系曲线 19 第 20 页 北京交通大学毕业设计 第三章 电路综合设计 本论文研究的是连续模式下的并联交错boost PFC电路，其主要技 术要求见下表：
13、参数 Uin交流输入 Uout直流输出 fline线路频率 PF满载功率因数 Pout输出功率 h 满载效率 fs开关频率 表3-1 最小值 180V 390V 47Hz 0.9 90% 100kHz 典型值 220V 50Hz 3600W 最大值 240V 400V 63Hz 由于采用两个boost单元并联运行。为了功率平衡分配和实现均流，两个单元的参数完全相同，每个单元传输功率为总功率的一半。故只要对其中一个单元的boost电路进行设计即可。 3.1 主电路连续工作模式的实现 为了采用经济可靠的方法使系统实现高功率因数，输入电流达到谐波要求，且便于工业化生产。各地厂家制造了一系列专用于设计
14、于功率因数校正的单片集成控制IC。使用IC来设计功率因数校正电路，可以使得整体电路设计简化，降低成本，同时提高整体可靠性。本论文选用T.I公司的两相交错式PFC控制器UCC28070，此芯片用于工作在千瓦级中大功率电流连续模式下的交错PFC控制，采用带有电压前馈的平均电流控制策略，最高控制频率可达300kHz，控制简图如3-1。 20 北京交通大学毕业设计 第 21 页 图3-1 UCC28070应用简图 图中，芯片分别采集输出端，输入端电压信号作为电压外环，T1、T2为电流传感器采集开关管电流作为电流内环,通过内部调制，输出两路交错的脉冲，经过驱动电路后驱动开关管。 3.1.1 UCC280
15、70内部结构介绍 UCC28070是一款先进的PFC控制IC。其内部集成了两相脉宽调制器，以180的相位差工作，其有效改善的乘法器设计提供给两相独立电流放大器均流的基准，确保了两个PWM输出在平均电流工作模式下的匹配和稳定，形成低畸变的正弦输入电流。UCC28070包含多种保护，包括输出过电压检测，峰值电流限制，冲击浪涌电流检测，欠压保护及反馈开环保护等等。除此之外还有最新的电流合成和频率抖动功能以实现较低的电磁干扰。现将其分为几个模块结合管脚功能进行介绍。其内部等效电路如图3-2。 21 第 22 页 北京交通大学毕业设计 图3-2 UCC28070内部等效电路 1电压外环 VSENSE管脚
16、通过外部分压网络采集输出电压，与内部的3V基准电压比较后由内部跨导型误差放大器VA输出一个误差放大信号Vao，此信号由管脚VAO外接电压调节环补偿网络到GND，内部直接连到乘法器的输入端。VINAC管脚通过与VSENSE一样的外部分压网络采集整流后的输入电压，内部连在乘法器的另一输入端，同时在内部生成一个量化的电压前馈的除法因子kVFF输入乘法器的负端，乘法器输出一个IIMO作为电流环的基22 北京交通大学毕业设计 第 23 页 准信号，其管脚IMO外接一个电阻到GND用来设置乘法器的增益。 2电流内环 由电流传感器T1，T2采集的两路开关管电流信号经过CSA、CSB外部网络形成电流环反馈电压
17、送入内部的两相跨导电流放大器的反相输入端；同时，由乘法器输出的IIMO基准信号则分别送入反相放大器的同相输入端。两路跨导电流放大器分别各输出一个基波信号ICAOX，在管脚CAOA和CAOB可以检测到这两路电流放大器的输出ICAOX，这两个管脚外接阻容网络到GND作为电流调整环补偿。之后，ICAOX送入两路PWM比较器的反相输入端作为调制信号，这两路PWM载波信号是交互相差180的，其频率由内部振荡器的频率决定。PWM的输出与时钟信号一起连入RS触发器，最后经一个驱动输出，将比较出来的调制脉冲钳制在13.5V，从GDA、GDB两个管脚输出，这两路输出的脉冲在相位上也是交互相差180的。 3电流合
18、成 UCC28070设计中最突出的发明之一就是电流合成器电路， 它可以通过导通时的综合取样和关断后的下斜仿真，同步监视瞬时的电感电流。在GDA、GDB的输出导通期间，电感电流在开关管上的反映记录在CSA、CSB端经过的互感器网络上，同时在VINAC和VSENSE端连续监视输入输出电压信号，UCC28070内部的电流合成器根据以上记录在每相开关管关断之后重新再造一个同步下降斜率的波形，与CSA、CSB上的波形合成出电感电流的全貌，图3-3给出电感电流下降斜率的波形。 图3-3 电感电流下降斜率波形 通过对RSYNTH管脚的外接电阻的选择，内部电路还可以经过调节去23 第 24 页 北京交通大学毕
19、业设计 适应宽范围的电感量，选择电阻的依据如下公式： RSYN(kW)=10NCTLBkR (3-1) RS其中，LB为升压电感，RS为CSX端的电流检测电阻，NCT为电流互感器的匝数比，kR则是前后端电压监测分压网络的衰减系数。 4频率抖动 频率抖动用于调制开关频率用以减弱EMI噪声，提高线路滤波器的能力。UCC28070采用三角波调制的方法，使得在相同时间内在每个点延开关频率抖动，最低频率到最高频率的差值定义为抖动幅度，中心点即为正常开关频率fPWM。fPWM的变换从两个调制抖动幅度减间折返一次的速率定义为抖动幅度速率。 频率抖动幅度的选择通过管脚RDM到GND的电阻设置，由下式计算： R
20、RDM(kW)=937.5 (3-2) fDM(kHZ) 一旦RRDM确定，抖动幅度速率可以由CDR到GND的电容设置决定： RCCDR(pF)=66.7RDMfDR(kW/kHz) (3-3) 频率抖动可以由强制VCDR5V来禁止，或将其接到VREF(6V)端的内部基准电压源，将RDM接到GND，如果需要外部频率源同步fPWM同时还要求频率抖动，则其需要提供抖动幅度及其速率，以便于禁止内部抖动电路，防止不必要的同步性能。 另外，需要指明，fPWM由内部振荡器决定，选择RT管脚外部到GND的外接电阻RRT可直接设置PWM频率。其应有的最大占空比也可以由DMAX端的电阻RDMAX设置。选择依据以下公式： 24 北京交通大学毕业设计 第 25 页 RRT(kW)=7500 (3-4) fPWM(kHZ)RDMAX=RRT(2DMAX-1) (3-5) 其中，DMAX是所需要的最大占空比。 5软启动 为保持可控的功率上升，UCC28070设计了自适应的软启动。在初始启动时，一旦VVSENSE超过0.75V的使能阈值(VEN)，SS端的内部下拉功能即释放，1mA的自适应软启动电源就被激活，它可以立刻将SS端拉到0.75V，一旦SS端达到VSENSE端电压，10uA的软启动电流(ISS
