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1、1 绪论W频段分谐波混频器是3mm射频接收系统的重要组件， 其各项指标直接影响整个射频接收系统性能，研制性能良好的分谐波混频器成为提高整个系统性能的必然要求。1.1 本课题的研究背景和意义1.1.1 研究背景自1873年Maxwell发表电磁学通论以来，人们为充分利用电磁资源，在拓宽频谱方面做了大量工作。40年代至今，微波在电子武器发展过程中，包括军用和民用系统中都是最为活跃和最富成果的应用技术之一1。制导、雷达、导航、电子战、通信以及众多的民用系统已涉及国民经济的各个部门。从技术和工艺角度来看，微波技术目前已十分成熟，尤其是本世纪70年代和80年代期间发生的一场重大变革，又把微波技术推向了一
2、个新的高峰。这就是，固态器件和微波集成电路的发展导致了微波元部件乃至整个微波系统的小型化和轻量化2。其中作为传输媒介的平面传输线的应用，在减小电路之间的寄生影响和电路多余接口方面起到了明显的推动作用。1.1.2 研究意义近10多年来，用户剧增使微波频谱出现拥挤，加之精确武器系统的发展要求，就促使人们把系统的工作频率向上延伸，从而导致毫米波（Millimeter Wave）频率的利用。毫米波是波长介于1-10mm的电磁波谱，对应频率范围300-30GHz。在电磁波谱中，毫米波低端与微波相连，高端与红外、光波相接，其领域兼容微波、光波两门技术学科的理论和技术，所以逐渐发展成为一门知识密集和技术密集
3、的综合性分支学科。毫米波的特点是波束窄、保密和抗干扰能力强、容量大、容易实现图像、数字兼容，数模兼容。毫米波技术在通信、雷达、制导、遥测遥感、电子对抗、频谱学及生物效应等多种领域得到越来越广泛的应用3。毫米波半导体器件及平面传输线构成的毫米波集成电路以其小型化、重量轻、耗能少的优点，因毫米波技术的进步而迅速发展。随着计算机技术的广泛运用及半导体技术的飞速发展，微波毫米波电路在理论上有了长足的进步，性能优良的微波毫米波器件也不断出现。在各类毫米波系统中，其接收机部分通常都采用图1.1所示的超外差方案，接收机中的第一级主要由混频器承担。图1.1 毫米波接收系统的基本组成作为超外差接收机中的关键部件
4、，混频器性能的优劣直接关系到整个系统工作的好坏。为减小接收系统的体积并提高其性能，现代雷达与制导、电子对抗、通信、射电天文、遥感遥测系统的工作频率已逐步扩展到毫米波频段4。由此也对毫米波混频器的性能提出了越来越高的要求，研究低成本、高性能的毫米波混频器便成为一个非常重要的课题。1.2 混频器的国内外研究现状及发展前景1.2.1 国内研究现状通过查阅大量参考文献，最近的十几年里，随着半导体技术和单片集成技术的发展，国内外出现了大量关于毫米波谐波混频器的报道。相比较而言，国内起步比较晚，也没有一套成熟的软件可直接用于MMIC的完整设计。电子科技大学的郭正平制作的Ka波段四次谐波混频器采用的是微带结
5、构。在射频30GHz，本振7.65GHz时的变频损耗为20.6dB。西安电子电信技术研究所上海分所的张广宇、李运、周晨阳研制的K频段次谐波混频器当射频频率1824GHz，变频损耗为111dB。西安空间无线电技术研究所的和新阳先生和禹旭敏先生研究并制作的K波段微带四次谐波混频器，在射频取25.5GHz，本振选用6.3575GHz的锁相频率源时，获得的最小变频损耗为9dB。电子科技大学的赵霞研制的Ka频段微带四次谐波混频器在射频频率为34.234.5GHz，本振频率为 8.5258.775GHz，中频频率为100MHz 时，变频损耗低于10.5dB，其中最优处为 8.5dB5。1.2.2 国外研究
6、现状国外在谐波混频器这一领域的研究更加深入，并且有一些专门用于设计混频器的CAD软件。90年代初，Kenji Itohetal.提出了一种适合制作MMIC的新颖的谐波混频器电路结构。此混频器结构非常简单，是由一个反平行二极管对和一些开路、短路的终端构成。这种电路结构的优点有：减小变频损耗；信号与中频的阻抗易于匹配；RF、LO、IF相互之间易隔离；抑制本振所固有的边带噪声6。此偶次谐波混频器的电路结构还具有体积小，成本低等特点。40GHz 单片二次谐波混频器能获得9.5dB的变频损耗（IF为600MHz）和75dB的本振泄露抑制。1.2.3 发展前景近年来为了对付毫米波雷达的威胁，满足毫米波对抗
7、技术的要求，国外开展了一系列新型毫米波接收机的研究工作，其发展趋势是小型化、轻量化、宽带化、固体化、集成化。其工作频段已逐渐由Ka频段上升到W频段7。为此，研究W频段的混频器具有具有重要的理论和工程价值。1.3 W频段分谐波混频器的整体结构和思路1.3.1 W频段分谐波混频器的整体结构框图W频段分谐波混频器的整体结构如下图所示：波导微带转换波导微带转换 低通滤波器混频二极管对及匹配网络镜频抑制带通滤波器低噪声放大器Hairpin型带通滤波器94.240-94.752GHz45.680-45.936GHz94.240-94.752GHz94.240-94.752GHz2.88GHzW频段分谐波混
8、频2.88GHz2.88GHz2.88GHz中频单元图1.2 W频段分谐波混频器整体结构示意图1.3.2 设计思路波导-微带转换器提供信号由波导到微带电路过渡的匹配连接，拟采用微带探针耦合结构，具有结构简单、匹配良好等优点。分谐波混频器射频94.25GHz94.752GHz，本振频率为45.6845.936GHz，中频2.88GHz，分析混频器内部产生的主要组合频率分量反射系数相位变化对变频损耗的影响，经Agilent ADS谐波平衡法对分谐波混频器各电路参数仿真优化， 变频损耗约14分贝。中频低噪声放大器拟采用Infineon公司SiGe晶体管BPF640设计，单管中频增益14dB,噪声系数
9、小于0.7dB。本文基于理论分析,应用AgilentAdvanced Design System进行微带电路设计， 波导-微带转换设计应用了Ansoft HFSS三维电磁场仿真软件。2 波导-微带转换设计在微波导行系统中，不同类型的传输系统互相直接连接时，由于阻抗匹配问题，将产生很大的反射，为了在矩形波导与微带两种传输系统传输射频信号，需要波导-微带转换器用以实现阻抗匹配。2.1 波导-微带转换实现结构2.1.1 波导-同轴-微带结构同轴线的内导体延伸一适当长度D，作为天线在宽壁正中插入矩形波导。为使能量单方向传输，将波导一端短路，短路线与探针距离为L,适当调节D和L，使得同轴线特性阻抗等于探
10、针在连接面输入阻抗。在同轴-微带转换侧，通常使内导体直径等于微带线宽，即可实现波导-微带转换。2.1.2 脊波导过渡采用单脊波导，等效阻抗约为80 90，通过一段空气微带过渡，使匹配性能提高；具体结构如下图所示：图2.1 单脊波导-微带变换器结构图2.1.3 微带探针耦合结构在矩形波导宽壁上开一窄槽，为减小其对波导内的场强分布影响，槽缝尺寸应尽可能的小。微带线经该槽缝延伸至波导内，延伸部分为介质及其上金属导带线，作为探针从波导耦合传输能量；在此探针部分与微带传输线间经常应用四分之一波长阻抗变换器以实现阻抗匹配。图2.2 微带探针耦合结构图具体结构如图2.2所示：调整探针长度D及其与短路面距离L
11、以确定探针在连接面处输入阻抗；其结构简单，容易实现，本设计实际采用该结构实现波导-微带转换。2.2 矩形波导导波分析矩形波导的横截面为封闭的金属框，因此在其横截面上不存在与静态电磁场相同的场分布，即，因此沿波导纵向（z 方向）只能传播 TE波或TM 波，而不能传播TEM波。 在此仅列出矩形波导中常用模式TE10的场强： （2.1）其电场在矩形波导横截面上分布如下图所示：图2.3 矩形波导横截面电场如果用电力线表示的分布，则电力线应在宽边中心分布最密，两边逐渐稀疏，其密度按正弦变化，由上可知，在宽边中心沿平行于电力线插入探针可馈入馈出电磁场能量。当电磁波(为电磁波波长,为矩形波导截止波长)时，电
12、磁波在矩形波导内传输。 （2.2）m和n分别代表沿x轴和沿y轴方向分布的半波数；a，b 为矩形波导的长宽尺寸。模的截止波长为；模的截止波长为；模的截止波长为。模单模工作的条件是： a2a 2b （2.3）2.3 微带传输线导波分析微带线是部分填充介质的双导体传输线，因此线上传输的主模并非完全的TEM 波，通常称为准 TEM 波8。准 TEM 波的纵向场分量并不等于零，这是因为微带线除介质与导体的边界之外还有不同介质的边界。当工作频率提高时，除了准 TEM 波色散显著之外，还可能出现分别为波导模和表面波模的两类高次模，因此在 W 频段，微带线上多模传输不可避免，为了尽可能 减少能量损耗，选用高频
13、损耗小的介质基片式是很重要的。此时微带线介质衰减常数值为： （2.4）式中的括号部分称为介质损耗角的填充因子，它是微带线尺寸 W/h 和基片的相对介电常数的函数。实际设计时中频组件基板参数为= 3.38，H = 20mil； 混频器基板参数为= 2.2，H = 5mil。2.4 WR10、WR22矩形波导分析2.4.1 WR10矩形波导分析WR10矩形波导物理尺寸为：a=2.54mm,b=1.27mm;由式（2.2）（2.3）得模的截止波长为=5.08mm；模的截止波长为=2.54mm；模的截止波长为=2.54mm。模的截止波长等于模的截止波长为：工作频段W波段时，即电磁波频率f = 7511
14、0GHz，= 2.7 mm3mm，可知WR10波导为W波段TE1 0模的单模波导,其波阻抗为：2.4.2 WR22矩形波导分析WR22矩形波导物理尺寸为：a=5.68mm,b=2.84mm；由式（2.2）（2.3）可得模的截止波长为=11.36mm；模的截止波长为=5.68mm；模的截止波长为=5.78mm。模的截止波长等于模的截止波长为：工作频段为Q波段时，即电磁波频率f = 3350GHz，= 6mm9.1mm，可知WR22波导为Q波段模的单模波导,其波阻抗为：2.5 微带探针耦合结构尺寸计算由附录A可知探针输入阻抗为：式中为自由空间波阻抗约为120。WR10波导-微带转换器尺寸计算：时；
15、此时：取R=75，由上式可得：WR22波导-微带转换器尺寸计算：时；此时：取R=75，由上式可得：应用以上计算结果作为初值进行HFSS软件仿真优化，得出W波段波导微带转换短路面距离及探针尺寸为 h = 28 mil，l = 30mil；Q波段波导微带转换短路面距离及探针尺寸为 h = 60mil，l= 60mil。2.6 WR10矩形波导-微带转换器S参数仿真波导-微带转换三维结构示意如下（探针耦合结构详见图2.2）：图2.4 W波段波导-微带转换三维结构示意图HFSS三维电磁场仿真结果如下：图2.5 W频段波导-微带转换S11仿真结果图2.6 W频段波导-微带转换S21仿真结果由图2.5、2
16、.6的仿真结果可知微带探针耦合结构结构简单、匹配良好可应用于微波工程设计。3 分谐波混频器设计分谐波混频器是将本振频率降低为工作频率（基波频率）的1/2或1/4进行混频；因为毫米波混频时由于工作频率极高，虽然有性能优越的混频器件，却往往缺乏相应的本振源，利用分谐波混频可解决本振问题；同时对管分谐波混频相对于单管混频还具备较低的变频损耗及无须直流偏置等优点，因此分谐波混频器在毫米波混频领域得到广泛的应用9。3.1 分谐波混频器工作原理分析两混频二极管极性相反并联在传输线上，直流偏压为零，本振和信号加在电路输入端口，如下图所示：图3.1 混频二极管对通过对管的电流及导纳计算如下： （3.1） （3
17、.2）由于Vs足够小，则Vj可认为本振电压 （3.3）将（3.3）式代入（3.2）式将其展为级数 （3.4）其中为二类修正贝塞尔函数。从而得出对管的电流为： （3.5） 由（3.5）式可知流入平行二极管对的电流有以下重要特性：（1） 无直流分量，理想情况下，组成对管的二极管被认为无差别，无直流分量流入或流出对管环路。（2） 包含本振与射频频率分量，可参与二次混频。（3） 包含混频分量，m+n为奇数。对管环路电流为：将该式展为： （3.6）由（3.6）式可知平行二极管环路电流有以下重要特性：(1) 包含直流分量，此直流分量决定二极管对工作点。(2) 包含混频分量，m+n为偶数。综上所述二极管对管
18、可支持多种混频方式，包括分谐波混频，且对管无需加直流偏置，在一定程度上简化了电路。3.2 变频损耗及噪声分析3.2.1 混频器小信号等效网络下图为完整的混频器小信号等效网络，由混频二极管向嵌入网络方向看的输入阻抗为。图3.2 混频二极管小信号等效网络考虑到混频过程中将出现很多组合频率分量，则对等效电路而言，属于多端口网络，对不同频率，网络端口呈现不同的祖抗，建立增广网络，各端口的电压和电流为、，Y是本征二极管的导纳矩阵。图3.3 混频器小信号多频多端口线性网络得到增广网络电压电流的表达式：式中 （3.7）理论上线性网络是具有无穷多个端口的线性网络。考虑到各端口终端条件，实际电压和电流的数目可大
19、大减少10。例如分谐波混频无需考虑直流端口。3.2.2 变频损耗分析变频损耗的定义，为输入微波资用功率和加到中频负载上的功率之比。即 （3.8）变频损耗Lm由三部分组成，一是由于频率变换作用产生的损耗，二是由寄生参量产生的损耗，三是混频器输入端由于阻抗不匹配产生的微波功率反射损耗11。下面主要分析频率变换产生的损耗。根据图3.3混频器小信号多频多端口线性网络，设输入端口为j，输出端口为i，按照变频损耗的定义，可以计算任意频率j变换到另一频率i的变频损耗。边带频率j端口输入的资用功率为： （3.9）在边带频率i端口所接负载阻抗为(Z ej + Rsj)，负载上功率为： （3.10）由变换矩阵特性
20、可知： （3.11）为增广阻抗矩阵Z 中的元素，上式表示为第j端口激励电流，通过互阻抗在i端口产生的电压。将3.11式代入3.10式得： （3.12）由此本征二极管变频损耗为： （3.13）考虑到串联电阻Rs损耗，i、j端口变频损耗为 （3.14）此外，还需考虑混频器输入端的失配损耗L r： （3.15）总的变频损耗为射频中频端口变换损耗加上混频器输入端的失配损耗之和；为了降低变频损耗，除了选用R s小的混频器件和改善端口匹配电路外，还可从减小边带频率的能量损耗入手，改善其性能12。因此，拟采用射频端口对镜像频率造成开路条件，降低变频损耗。3.2.3 噪声分析混频器噪声系数定义为： （3.16
21、）为系统输入终端噪声温度在所有频率上都是标准温度，T=290K时，系统输出端的总噪声资用功率。为中由输入终端所产生的那部分噪声在输出端的资用功率。当混频器镜像开路和短路时，是单通道的二端口有耗网络，其噪声等效电路如图所示：图3.4 镜像开路混频器噪声等效电路设Td为二级管等效噪声温度To为信号源电阻Rs的噪声温度；为镜像短路和开路混频器的变频损耗。混频器的总输出噪声资用功率为 （3.17）为求，可假设整个网络处在温度Td的环境中，既令信源内阻温度Td ，则总输出噪声功率为，。实际环境温度为，则混频器总输出噪声功率为 （3.18）上式中的第二项即为混频器产生的内部噪声功率，于是噪声系数为t （3
22、.19）实际上1,由上式知，从而知混频器的噪声系数近似等于变频损耗。要获得低噪声系数，变频损耗应尽可能的低。3.2.4 小结由混频器变频损耗和噪声分析，可知变频损耗与噪声系数紧密关联，当射频端口镜频开路时，混频器获得最低的变频损耗，噪声系数近似等于变频损耗；这就要求我们在设计分谐波混频器时，要注意除了选用R s小的混频器件和改善端口匹配电路外，还要注意镜频端口的开路设计问题13。3.3 分谐波混频器结构分析3.3.1 电路整体结构如图3.5所示，本振信号由对管一端口输入，射频信号由对管二端口输入，中频信号亦由二端口馈出；在一端口设置直流回路以旁路由于对管非对称而产生直流分量； 因为射频本振信号
23、较难隔离，射频和本振分为两个端口进入对管混频；而射频与中频隔离就相对容易的多。图3.5 分谐波混频3.3.2 具体实现结构具体实现电路结构如图3.6所示：图3.6 分谐波混频器具体实现结构示意图整体电路主要由三大回路构成：1射频回路：射频信号经带通滤波器、射频匹配网络、混频二极管对，由180oRF终端短路线高频接地，此终端短路线本振高阻，中频低阻近似接地，亦为因二极管对不平衡产生的支流分量提供回路。2本振回路：本振信号经本振匹配网络、混频二极管对、由90oLO终端开路线高频接地；此终端开路线射频中频高阻。3中频回路：中频信号由混频二极管对混频输出，经90oRF传输线、中频匹配网络、中频低通滤波
24、器输出；回路并接的90oRF开路线提供射频接地以增加射频与中频端口隔离度。各终端开路&短路线对不同频率信号呈现的输入阻抗模值如图 3.7 所示：180oRF 终端短路线阻抗模图 90oLO 终端开路线阻抗模图图3.7 各终端开路&短路线对不同频率信号呈现的输入阻抗模图由上图可知：180oRF终端线对本振信号高阻近似开路，对射频、中频近似接地。90oLO终端开路线对射频高阻近似开路，对本振近似接地，对中频呈现一定阻抗（百欧）。90oRF开路线对中频高阻近似开路，对射频低阻近似接地，由于本振回路已经90oLO终端开路线接地，故不考虑。3.3.3 理想匹配结构分析由3.3.2节可知分谐波混频器可等效
25、为三个（射频、本振、中频）理想二端口网络与混频二极管对并联结构，如图3.8所示：图3.8 分谐波混频器等效结构当射频、本振、中频网络理想匹配时：其 S 参数矩阵各元素（设定各匹配网络端口1连接混频二极管对）如下：1）本振网络-本振频率：S11=S22=0,S21=S12=1；其他频率：S11=S22=1,S21=S12=0；2）中频网络-中频：S11=S22=0,S21=S12=1；其他频率：S11=S22=1,S21=S12=0；3）射频网络-射频：S11=S22=0,S21=S12=1；其他频率：|S11|=S22=1,S21=S12=0。 （3.20）分谐波混频器工作过程中，各次谐波的混
26、频分量（如镜频分量）亦由对管混频产生并经匹配网络反射重新参与混频，对分谐波混频效果产生影响；由于射频与各谐波混频分量较为临近，其网络反射作用对混频效果影响较大；为了分析射频网络的 S11 反射模角与变频损耗的关系，引入ADS仿真模型，如图3.9所示：图3.9 理想匹配网络仿真模型首先我们确定各次谐波混频分量为（4 次谐波分析）：其中2.88GHz为中频分量；88.48GHz为射频与本振四次谐波的差频，由于其为射频信号相对于本振二次谐波的镜像，称之为镜频，在射频输入电路中使镜频反射回二级管，使其重新参与本振混频，如果相位适合，就能回收信号能量，减小变频损耗，由于变频损耗与混频噪声紧密相关（见噪声
27、分析），可知射频匹配电路中要注意镜频能量的回收；其余分量对于变频损耗并无较大影响；因此仿真图3.9所示电路，扫描射频匹配电路对于镜频的反射模角（0度360度），考察模角与变频损耗的关系所得结果如下图所示。由上图知当S11模角为180度时，变频损耗最大。图3.10 S11模角与变频损耗的关系我们可建立以下信号流图分析其具体关系：图3.11 射频回路信号可知当S11 = 1( 360 n) n=0, 1, 2,L射频匹配网络对镜频全反射，镜频信号全反射入混频二极管对参与二次混频；此时变频损耗为最小，当S11=1 ( 360n + 180)；n=0, 1, 2 ,L镜频相对于射频匹配网络与入射波反射
28、波彼此反相抵消，此时变频损耗为最大。综上所述，在设计三端口匹配电路时，一是要注意匹配，保证射频、本振、中频信号的有效吸收与传输；二要注意射频匹配电路的镜频能量的回收问题，主要通过镜频抑制带通滤波器实现。3.4 镜频抑制带通滤波器设计镜频抑制带通滤波器是射频匹配网络中的重要电路。由3.3.3节理想匹配分析，引入镜频抑制带通滤波器电路可改善分谐波混频器变频损耗及噪声系数等指标。3.4.1 带通滤波器设计指标（1）中心频率，通带带宽600MHz；（2）96GHz及93GHz频率点处衰减大于10dB；（3）要求在镜频段即(87.9GHz88.5GHz)插损大于20dB；（4）输入输出阻抗为50。微带基
29、片参数=2.2，基板厚度h=5mil。3.4.2 设计步骤（1）选择标准低通滤波器参数。根据需要的衰减和波纹，选定滤波器类型和合适参数：根据93GHz、95GHz 频率点衰减大于10dB的要求，确定此点的原型低通滤波器归一化频率为：最大平坦的滤波器衰减特性图知当滤波器阶数N=3时满足设计目标；最大平坦的3阶原型低通滤波器元件参数为：g1 =1，g 2 = 2，g3 =1， g4=1；（2）确定归一化带宽，计算传输线的奇模、偶模特性阻抗：根据滤波器特性对上下边频（，）以及中心频率的要求可以确定我们根据带宽指标计算下列参数：由上可知各节传输线奇模、偶模特性阻抗为：（3）确定微带电路实际尺寸：传统设
30、计此步骤可通过查表与计算得出，实际设计时，利用ADS无源电路设计工具，由传输线奇模、偶模特性阻抗可确定各节耦合微带线尺寸，作为初值参与电路优化，将滤波器设计目标代入优化目标，调整尺寸，仿真优化，以达到设计指标。图3.12 W频段三阶带通滤波器仿真优化原理图由图 3.12 知两优化目标为依据设计目标的通带内散射矩阵参数指标；各节耦合微带线长度近似为，优化仿真结果图如下图3.13 W波段三阶带通滤波器layout层S参数仿真结果图由上图知，带内插损约2dB，镜频抑制大于15dB。3.5 中频低通滤波器设计3.5.1 中频低通滤波器设计指标（1）截止频率（大于中频频率），通带内衰减波纹；（2）阻带处
31、要求衰减；（3）输入输出传输线特性阻抗；（4）要求本振频率段与射频段内，衰减大于20dB；微带基片参数=2.2，基板厚度h=5mil。3.5.2 设计步骤（1）确定滤波器阶数N：，由及，查0.2dB等波纹原型滤波器衰减特性图直N=7。（2）确定原型滤波归一化元件参数，并计算滤波器网路类型确定元件实际值：查表可知选用电容输入式梯型网络，各元件真实值为：（3）计算滤波器实际尺寸：首先确定高低阻抗线特性阻抗。考虑加工工艺，高阻线宽定为0.16mm其特性阻抗为78，低阻线线宽定为 3.2mm，其特性阻抗通过ADS 微带线阻抗计算工具求得为8.9,为电路优化加速，将低阻微带线宽设定为：1.5mm3.2m
32、m线宽的低阻抗段,相应特性阻抗为178.9，计算各微带尺寸：（假令第1、7段特性阻抗为15）将上述计算结果带入电路各微带线初值进行优化；将设计目标带入带入优化目标进行电路优化，如下图所示：图3.14 中频低通滤波器仿真优化原理图由图可知最后各参数优化结果近似理论计算值。S参数仿真结果如图3.15所示：图3.15 中频低通滤波器S参数仿真结果图由上图可知中频点2.88GHz，带内插损0.3dB，纹波约0.2dB；截止频率20GHz。本振抑制与射频抑制均大于30dB。3.6 三端口匹配设计由3.3.3节可知理想匹配网络可实现工作频段无损耗的能量传输，全反射带外频率；由此匹配网络的设计目标设定为：匹
33、配终端能量吸收最大化，尽可能减小端口反射。3.6.1 三端口匹配指标混频二极管拟选用SKYWORKS公司DMK2308-000型对管，其串联电阻为 Rs= 4，结电容。（1）中频端口：匹配目标定为带负载中频端口输出功率最大化。（2）射频与本振端口：射频与本振端口匹配目标定为工作频段内最小化插入损耗，兼顾阻抗匹配。3.6.2 匹配设计步骤（1）射频与中频端口选取特性阻抗为50微带线，设定线长范围进行优化，将匹配目标代入优化目标；（2）本振端口选取短截线匹配网络，设定微带线尺寸范围，将匹配目标代入优化目标；（3）应用谐波平衡法仿真混频器电路，得出优化结果。3.7 整体电路设计与仿真分谐波混频器具体
34、电路如下图所示：图3.16 分谐波混频器仿真原理图TL1 为中频、射频及因混频管非对称产生的直流分量提供接地; TL2提供本振接地;TL3、TL4 为射频、中频隔离微带线；TL18 、TL19分别为射频、中频匹配微带线；其余元件图中已描述。3.7.1 变频损耗与本振输入功率关系由3.1节可知，谐波混频分量幅度与混频管伏安特性参数及本振功率紧密相关设定工作频率=94.5GHz,射频输入功率为-20dbm,本振输入功率变化范围（0dBm20dB）,对图3.15进行4次谐波平衡仿真：图3.17 变频损耗Vs本振功率仿真结果如上图所示，本振取610dBm时，变频损耗较小，当本振功率小于6dBm、大于1
35、0dBm时，变频损耗增大。3.7.2 变频损耗与射频频率关系设定射频频率=变化范围（94.24GHz94.84GHz），射频输入功率取-20dBm，本振频率GHz ,本振输入功率设定为7dBm，对图3.15 进行4次谐波平衡仿真；仿真结果如下图所示，在工作频段内，变频损耗约14dB。图3.18 变频损耗Vs射频频率3.7.3 变频损耗与射频输入功率关系设定工作频率=94.5GHz，射频输入功率变化范围（-40dBm0dBm）本振功率设定为 7dBm；对图3.15进行4次谐波平衡仿真；仿真结果如下图所示，可知在混频器变频损耗在射频输入功率小于-10dBm时，近似相等（小于14dB）。图3.19
36、变频损耗Vs射频输入功率3.7.4 中频频谱分量设定射频频率=94.5GHz，射频输入功率=-20dBm，本振频率,本振输入功率设定=7dBm, ；对图3.15进行4次谐波平衡仿真；中频端口输出频谱如下图所示：图3.20 中频输出端频谱可知：混频器变频损耗：中频端口与射频端口隔离度：中频端口与本振端口隔离度：由上述分析知分谐波混频器变频损耗约14dB。4 中频单元设计中频单元由低噪声放大器和带通滤波器组成。低噪声放大器是中频组件的一个极其重要的环节，其噪声指标对整个中频组件的噪声指标起决定性作用（详见噪声分析）；本章基于pHEMT晶体管ATF33x143对低噪声放大器进行了理论分析，最后进行了
37、原理图设计与结果仿真，考虑到单电源供电及高增益等优点，电路拟采用Infineon公司双极结晶体管BPF640进行设计，并得出仿真结果。由于低噪声放大器在工作频带外电路稳定性、转换功率增益及噪声等指标都不尽人意，所以引入带通滤波器对以抑制带外信号以改善中频单元各项指标。4.1 低噪声放大器设计4.1.1 低噪声放大器理论分析(1)稳定性分析微波晶体管放大器由于器件内部 S12 的作用产生内部反馈，可能使放大器工作不稳定而导致放大器的自激，理论上分析放大器产生自激的条件是从放大器的输入或输出端是否等效有负阻来进行判断。根据放大器输入阻抗与反射系数的模值关系，可写出表达式： （4.1）当Rin1,放
38、大器自激。当Rin0时，1时，放大器工作不稳定，1 时，工作稳定。通常根据稳定性程度不同，可将其划分为决对稳定和潜在不稳定两类；在1时绝对稳定：（4.3）根据Vds=3V，Id=40mA, ATF-33x143的S参数模型，得出稳定性判别圆图及系数曲线如下：图4.1 输入输出稳定性判别圆图图4.2 K定系数及系数曲线由图可知，工作频段内为潜在不稳定，须附加稳定电路改善其稳定性。(2)电路稳定性改善手段为了改善二端口网络的稳定性，考虑从不稳定原因出发改善稳定性。1)当Rin1,放大器自激。可以认为不稳定端口存在等效负阻，考虑在不稳定端口添加串并联电阻补偿负阻（由于串联电阻将产生附加热噪声，输入端
39、口热噪声会被放大，影响电路噪声指标，宜避免在输入端添加串联电阻）14。图4.3 增加串并联电阻提高稳定性图4.4 增加串并联电阻后输入输出稳定性判别圆由图4.4可知此时二端口网络处于绝对稳定状态，需要说明的是输出端口虽然通过串联电阻提高了值，由于其产生附加热噪声及阻抗功率损耗，牺牲了噪声系数和网络增益指标。2)通过增加网络内部负反馈抵消正反馈效应；考虑在FET源极添加电感实现串联负反馈。图4.5 S极串联反馈电感图4.6 S极串联不同反馈电感后稳定系数曲线由上图可知通过增加串联反馈电感可提高二端口网络稳定性，由于增加负反馈环节对网络增益有一定影响，应该根据系统的设计指标来合理添加串联反馈，在高
40、频设计中采用微带线等效反馈电感。(3)噪声分析当多级放大器级连时，有： （4.4）可见，级连系统的噪声系数主要决定于前级低噪声放大器的噪声系数及增益；噪声系数的减低和增益的提高都会改善噪声指标。将两端口有噪网络等效为一个无噪网络再加上两个噪声电流源In1和In2，建立噪声模型如图4.7。图4.7 有噪两端口网络及等效表示法根据公式推导，可以用转换噪声电压Vn和转换噪声电流In得到如图4.8的网络模型。图4.8 转换的网络模型在输入端有噪声源定义噪声系数F为网络输入口的SNR和网络输出口的SNR之间的比值，其噪声模型如图4.9。 （4.5）图4.9 用于噪声系数计算的通用噪声模型利用资用功率增量
41、，将和表示为和，则噪声系数可以表示为： （4.6）其中，Pni是放大器内部产生的噪声功率。上式经过推导，可以得到常用的两端口放大器的噪声系数表达式： （4.7）其中，Fmin是最小（最佳）噪声系数，它与偏置条件和工作频率有关。如果器件没有噪声，则Fmin=1。和为最佳源导纳、最佳源反射系数，当时，可以得到噪声系数的极小值。Rn为器件的等效噪声电阻，一般给出归一化等效噪声电阻。是源导纳的实部，。 Fmin、Rn、opt 通常可以从晶体管生产厂家提供的数据中查到，也可以通过实验测定。由Agilent提供阿ATF33143 Vds=3V,Id=40mA 偏置的S参数模型可得出其2.88GHz的噪声系数为0.3dB、0.5dB、0.7dB、0.9dB的等噪声系数圆图及Fmin、opt。图4.10 ATF
