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1、1 引言放大电路是模拟电子电路中最常用、最基本的一种典型电路。无论日常使用的收音机、电视机、或者精密的测量仪表和复杂的自动控制系统等，其中一般都有各种各样不同类型的放大电路。可见，放大电路是应用十分广泛的模拟电路。平时我们讨论的模拟信号运算电路、信号处理电路以及波形发生电路等，实质上都是在放大的基础上发展、演变而得到的，因此说，放大电路是最基本的模拟电路。随着微电子技术、计算机网络技术和通信技术等行业的迅速发展，自动增益控制电路越来越被人们熟知并且广泛的应用到各个领域当中。自动增益控制线路，简称AGC线路，A是AUTO（自动），G是GAIN（增益），C是CONTROL（控制）。它是输出限幅装置
2、的一种，是利用线性放大和压缩放大的有效组合对输出信号进行调整。当输入信号较弱时，线性放大电路工作，保证输出声信号的强度；当输入信号强度达到一定程度时，启动压缩放大线路，使声输出幅度降低，满足了对输入信号进行衰减的需要。也就是说，AGC功能可以通过改变输入输出压缩比例自动控制增益的幅度，扩大了接收机的接收范围，它能够在输入信号幅度变化很大的情况下，使输出信号幅度保持恒定或仅在较小范围内变化，不至于因为输入信号太小而无法正常工作，也不至于因为输入信号太大而使接收机发生饱和或堵塞。在电路设计中，这种线路被大量的运用，从尖端的雷达技术到日常的广播电视系统，自动增益控制无疑很好的解决了各种技术中存在的信
3、号强度问题。目前，实现自动增益控制的手段有很多，在本文中，主要研究的是如何以放大器来实现自动增益控制的目的，也就是自动增益控制放大器。2 方案论证与比较2.1 增益控制部分方案一：原理框图如图2.1所示，场效应管工作在可变电阻区，输出信号取自电阻与场效应管与对的分压。采用场效应管作AGC控制可以达到很高的频率和很低的噪声，但温度、电源等的漂移将会引起分压比的变化,采用这种方案很难实现增益的精确控制和长时间稳定。输入高频放大高频放大AGC检波 图2.1 方案一示意图方案二：采用可编程放大器的思想，将输入的交流信号作为高速D/A的基准电压，这时的D/A作为一个程控衰减器。理论上讲，只要D/A的速度
4、够快、精度够高可以实现很宽范围的精密增益调节。但是控制的数字量和最后的增益(dB)不成线性关系而是成指数关系，造成增益调节不均匀，精度下降。D/A单片机A/D测有效值PAPGA输入缓冲图2.2 方案三示意图方案三：如图2.2所示，使用控制电压与增益成线性关系的可编程增益放大器PGA，用控制电压和增益（dB）成线性关系的可变增益放大器来实现增益控制。用电压控制增益，便于单片机控制，同时可以减少噪声和干扰1。综上诉述，可选用方案三，采用集成可变增益放大器AD603作增益控制。AD603是一款低噪声、精密控制的可变增益放大器，温度稳定性高，最大增益误差为0.5dB，满足本课题要求的精度，其增益（dB
5、）与控制电压（V）成线性关系，因此能很方便地使用D/A输出电压控制放大器的增益。2.2 功率输出部分根据题目要求，放大器通频带从0到40MHz，单纯的用音频或射频放大的方法来完成功率输出，要做到有效值输出为6V难度较大，而用高电压输出的运放来做又很不现实，市面上很难买到宽带功率运放。这时候采用分立元件就很能显示其优势2。2.3 测量有效值部分 方案一：利用高速ADC对电压进行采样，将一周期内的数据输入到单片机并计算其均方根值，可得出其电压有效值： （2.1）此方案有抗干扰能力强、设计灵活、精度高等优点，但调试困难，高频时采样困难，且计算量大，增加了软件难度。方案二：对信号进行精密整流并积分，得
6、到正弦电压的平均值，再进行ADC采样，利用平均值和有效值之间的简单换算关系，计算出有效值显示。只用了简单的整流滤波电路和单片机就可以完成交流信号有效值的测量。但此方法对非正弦波的测量会引起较大的误差。方案三：采用集成真有效值变换芯片，直接输出被测信号的真有效值。这样可以实现对任意波形的有效值测量。综上所述，我们采用方案三，变换芯片选用AD637。AD637是真有效值变换芯片，它可测量的信号有效值可高达7V，精度优于0.5，且外围元件少，频带宽，对于一个有效值为1V的信号，它的3dB带宽为40MHz,并且可以对输入信号的电平以dB形式指示，该方案硬件、软件简单，精度也很高，但它不适用于高于40M
7、Hz的信号。此方案硬件易实现，并且40MHz以下时候测得的有效值的精度可以保证，在题目要求的通频带040MHz内精度较高。40MHz以上输出信号可采用高频峰值检测的方法来测量，但是由于时间关系，高于40MHz的信号我们未能测量显示3。2.4 整体系统框图整体系统框图如图2.3所示。图2.3 系统整体框图如图2.3所示，这个系统框图很重要的一点就是要防止外来和自身的干扰，就这一点，此图从三个方面采取了措施：一是输入缓冲和增益控制部分用屏蔽盒给罩住。二是功放电路也用屏蔽盒给隔离了。三是前一级的输出端口和后一级的输入端口由同轴电缆连接，防止自激。信号进入输入缓冲和增益控制电路中，经过缓冲和两级放大后
8、由同轴电缆传送到功率放大电路中，再经过放大后通过低通滤波输入到A/D转换器中，把模拟信号转换成数字信号。将数字信号经过单片机进行简单的线性计算，采用可编程放大的思想，将输入的交流信号作为高速D/A的基准电压，使用控制电压与增益成线性关系的可编程增益放大器PGA，用控制电压和增益成线性关系的可变增益放大器来实现增益控制4。3 理论分析与参数计算3.1 电压控制增益的原理AD603的基本增益可以用下式算出： Gain (dB) = 40 VG 10 (3.1)其中，VG是差分输入电压,单位是V，Gain是AD603的基本增益,单位是dB。从(3.1)式可以看出，以dB为单位的对数增益和电压之间是线
9、性关系。由此可以得出，只要单片机进行简单的线性计算就可以控制对数增益，增益步进就可以很准确的实现。若要用放大倍数来表示增益，则需要将放大倍数经过复杂的对数运算转化为以db为单位后再去控制AD603的增益，这样在计算的过程中会引入较大的运算误差。3.2 自动增益控制（AGC）3.2.1 自动增益控制的基本概念接收机的输出电平取决于其输入信号电平和接收机的增益。由于各种原因，接收机的输入信号变化范围通常很大，信号较弱时可以是几微伏或几十微伏，信号强时会达几百毫伏，最强信号和最弱信号相差可达几十分贝。这个变化范围称为接收机的动态范围。影响接收机输入信号的因素有很多，例如：发射台功率的大小、接收机距离
10、发射台的远近、信号在传播过程中传播条件的一些变化(如电离层和对流层的骚动、天气的变化)、接收机环境的变化(如汽车上配备的接收机)，还有人为产生的噪声对接收机的影响等等5。为防止强信号引起的过载，需要增大接收机的动态范围，这就要求有增益控制电路。能够使放大电路的增益自动地随信号的强度而调整的控制电路，简称自动增益控制AGC (Automatic Gain Control)电路。它能够在输入信号幅度变化很大的情况下，使输出信号幅度保持在恒定或者仅在较小范围内变化，不至于因为输入信号太小而无法进行正常工作，也不至于因输入信号太大而使接收机发生饱和或堵塞6。常用来使系统的输出电平保持在一定范围之内，因
11、此也可以称为自动电平控制。目前，此电路已经广泛用于各种接收机、录音机和信号采集系统当中，另外在光纤通信、微波通信、卫星通信等通信系统及雷达、广播电视系统中也得到了广泛的应用。AGC电路目前概括起来有模拟AGC和数字AGC电路。AGC环路可以放在模拟与数字电路之间，增益控制的算法在数字部分实现，合适的增益设置反馈给模拟可变增益放大器（VGA）。目前出现的自动增益控制方法可以分为以下3类：基于电路反馈的自动增益控制、基于光路反馈的自动增益控制、光路反馈和电路反馈相结合的自动增益控制。本文中将要研究的是基于电路反馈的利用放大器实现的自动增益控制。3.2.2 自动增益控制的原理自动增益控制电路的作用是
12、：当输入信号电压变化很大时，保持接收机输出电压恒定或基本不变。具体的说，当输入信号很弱时，接收机的增益较大，自动增益控制电路不起作用；当输入信号很强时，自动增益控制电路进行控制，使接收机的增益减小。这样，当接收信号强度变化时，接收机的输出端的电压或功率基本不变或保持恒定。因此对AGC电路的要求是：在输入信号较小时，AGC电路不起作用，只有当输入信号增大到一定程度后，AGC电路才起控制作用，使增益随输入信号的增大而减少。 为实现上述要求，必须有一个能随外来信号强弱而变化的控制电压或电流信号，利用这个信号对放大器的增益自动进行控制。由上述分析可知，调幅中频信号经幅度检波后，在它的输出中除音频信号外
13、，还含有直流分量。直流分量大小与中频载波的振幅成正比，也即与外来高频信号成正比。因此，可将检波器输出的直流分量作为AGC控制信号7。利用单片机根据输出信号幅度调节增益。输出信号检波后经过简单2级RC滤波后由单片机采样，截止频率为100Hz。由于放大器通频带低端在1kHz，当工 作频率为1kHz时，为保证在增益变化时输出波形失真较小，将AGC响应时间设定为10ms，用单片机定时器0来产生10ms中断进行输出有效值采样，增益控制电压也经过滤波后加在可变增益放大器上。AGC控制范围理论上可达080dB，实际上由于输入端加了保护电路，在不同输出电压时AGC范围不一样，输出在4.55.5V时AGC范围约
14、为70dB，而当输出为2V2.5V时AGC范围可达80dB。AGC电路工作原理：可以分为增益受控放大电路和控制电压形成电路。增益受控放大电路位于正向放大通路，其增益随控制电压U0而改变。控制电压形成电路的基本部件是AGC整流器和低通平滑滤波器，有时也包含门电路和直流放大器等部件。3.2.3 正弦电压有效值的计算AD637的内部结构如图3.1所示：根据AD637芯片手册所给出的计算真有效值的经验公式为： (3.2)其中：为输入电压，为输出电压有效值。图3.1 AD637的内部结构图4 系统各模块电路的设计4.1 输入缓冲和增益控制部分图4.1 输入缓冲和增益控制电路由于AD603的输入电阻只有1
15、00，要满足输入电阻大于2.4k的要求，必须加入输入缓冲部分用以提高输入阻抗；另外前级电路对整个电路的噪声影响非常大，必须尽量减少噪声。故采用高速低噪声电压反馈型运放OPA642作前级跟随，同时在输入端加上二极管过压保护8。在前级跟随运放中，输出电压与输入电压的关系如下：=(1+)=(1+)= （4.1）当=,=时，可得出：=。如图4.1所示，输入部分先用电阻分压衰减，再由低噪声高速运放OPA642放大，整体上还是一个跟随器，二极管可以保护输入到OPA642的电压峰峰值不超过其极限（2V）。其输入阻抗大于2.4k。OPA642的增益带宽积为400MHz，这里放大3.4倍，117.6MHz以上的
16、信号被衰减。增益放大器的输入与前置缓冲级的输出端口P1，P2由同轴电缆连接，以防外界干扰。级间耦合采用电解电容并联高频瓷片电容的方法，兼顾高频和低频信号。将增益控制部分装在屏蔽盒中，盒内采用多点接地和就近接地的方法避免自激，部分电容电阻采用贴片封装，使输入级连线尽可能短。该部分采用AD603典型接法中通频带最宽的一种，如图4.2所示，通频带为90MHz，增益为10+30dB，输入控制电压U的范围为0.50.5V。图4.2 AD603接成90MHz带宽的典型方法增益和控制电压的关系为 AG(dB)=40U10 （4.2）一级的控制范围只有40dB，使用两级串联，增益为 AG(dB)=40U1+4
17、0U220 （4.3）增益范围是20dB+60dB，满足题目要求。由于两级放大电路幅频响应曲线相同，所以当两级AD603级联后，其带宽会有所下降，级联前各级带宽为90MHz左右，两级放大电路级联后总的3db带宽对应着单级放大电路1.5db带宽，根据幅频响应曲线可得出级联后的总带宽为60MHz.9。4.2 功率放大部分图4.3 功率放大电路电路如图4.3所示。参考音频放大器中驱动级电路，考虑到负载电阻为600，输出有效值大于6V，而AD603输出最大有效值在2V左右，所以选用两级三极管进行直接耦合和发射结直流负反馈来构建末级功率放大，第一级进行电压放大，整个功放电路的电压增益都在这一级，第二级进
18、行电压合成和电流放大，将第一级输出的双端信号变成单端信号，同时提高带负载的能力，若需要更大的驱动能力则需要在后级增加三极管跟随器，实际上加上跟随器后通频带急剧下降，原因是跟随器的结电容被等效放大，当输入信号频率很高时，输出级直流电流很大而输出信号很小。使用2级放大已足以满足题目的要求。选用NSC的2N3904和2N3906三极管（特征频率250300MHz）可达到25MHz的带宽10。整个电路没有使用频率补偿，可对DC到20MHz的信号进行线性放大，在20MHz以下增益非常平稳，为稳定直流特性。我们将反馈回路用电容串联接地，加大直流负反馈，但这会使低频响应变差，实际上这样做只是把通频带的低频下
19、限频率从DC提高到1kHz，但电路的稳定性提高了很多。本电路放大倍数为：AG1R10/R9 （4.4）整个功放电路电压放大约10倍。通过调节R10来调节增益，根据电源电压调节R7可调节工作点。4.3 控制部分这一部分由51系列单片机、A/D、D/A和基准源组成，如图4.4所示。使用12位串行A/D芯片ADS7816和ADS7841（便于同时测量真有效值和峰值）和12位串行双D/A芯片TLV5618。基准源采用带隙基准电压源MC1403。A/D单片机D/A减法电路精密基准源 图4.4 数字部分框图5 电源电路电网提供的交流电一般为220V（或380V），而各种电子设备所需要直流电压的幅值却各不相
20、同，本设计是将电网电压经过电源变压器，然后将变换以后的副边电压（+/-15V）去整流、滤波和稳压，最后得到设计所需要的直流电压幅值(+/-12V)。其原理图如图5.1所示。图5.1 电源电路5.1 电源变压器变压器技术参数对不同类型的变压器都有相应的技术要求，可用相应的技术参数表示.如电源变压器的主要技述参数有：额定功率、额定电压和电压比、额定频率、工作温度等级、温升、电压调整率、绝缘性能和防潮性能，对于一般低频变压器的主要技述参数是：变压比、频率特性、非线性失真、磁屏蔽和静电屏蔽、效率等。变压器两组线圈圈数分别为N1和N2，N1为初级，N2为次级.在初级线圈上加一交流电压，在次级线圈两端就会
21、产生感应电动势。当N2N1时，其感应电动势要比初级所加的电压还要高，这种变压器称为升压变压器：当N2N1时，其感应电动势低于初级电压，这种变压器称为降变压器。在额定功率时，变压器的输出功率和输入功率的比值，叫做变压器的效率，即=(P2P1)x100% (5.1) 式中为变压器的效率;P1为输入功率，P2为输出功率。当变压器的输出功率P2等于输入功率P1时，效率等于100%，变压器将不产生任何损耗.但实际上这种变压器是没有的.变压器传输电能时总要产生损耗，这种损耗主要有铜损和铁损。铜损是指变压器线圈电阻所引起的损耗。当电流通过线圈电阻发热时，一部分电能就转变为热能而损耗.由于线圈一般都由带绝缘的
22、铜线缠绕而成，因此称为铜损。变压器的铁损包括两个方面。一是磁滞损耗，当交流电流通过变压器时，通过变压器硅钢片的磁力线其方向和大小随之变化，使得硅钢片内部分子相互摩擦，放出热能，从而损耗了一部分电能，这便是磁滞损耗。另一是涡流损耗，当变压器工作时。铁芯中有磁力线穿过，在与磁力线垂直的平面上就会产生感应电流，由于此电流自成闭合回路形成环流，且成旋涡状，故称为涡流.涡流的存在使铁芯发热，消耗能量，这种损耗称为涡流损耗。变压器的效率与变压器的功率等级有密切关系，通常功率越大，损耗与输出功率就越小，效率也就越高。反之，功率越小，效率也就越低。变压器铁心磁通和施加的电压有关。在电流中励磁电流不会随着负载的
23、增加而增加。虽然负载增加铁心不会饱和，将使线圈的电阻损耗增加，超过额定容量由于线圈产生的热量不能及时的散出，线圈会损坏，假如你用的线圈是由超导材料组成，电流增大不会引起发热，但变压器内部还有漏磁引起的阻抗，但电流增大，输出电压会下降，电流越大，输出电压越低，所以变压器输出功率不可能是无限的。假如变压器没有阻抗，那么当变压器流过电流时会产生特别大电动力，很容易使变压器线圈损坏，虽然你有了一台功率无限的变压器但不能用。只能这样说，随着超导材料和铁心材料的发展，相同体积或重量的变压器输出功率会增大，但不是无限大。选择电源变压器时要注意两点：功率和副级的交流电压U2，其中副边电压V2要依稳压电路的输出
24、电压Uo变压器功率要依据最大输出电流Io来确定，当电压差太小时，会使稳压器的性能变差而不起稳压作用，同时又会增大稳压器本身的功率消耗，使最大输出电流有所降低。一般的估算方法是，( Uo12V时，U2=U0;当U012V时，U2=U0+2)在具体应用时，还需根据所用电源变压器的实际来作出调整。电网提供的交流电一般为220V（或380V），而各种电子设备所需要直流电压的幅值却各不相同，本设计是将电网电压经过电源变压器，然后将变换以后的副边电压（+/-15V）去整流、滤波和稳压，最后得到所需要的直流电压幅值(+/-12V)。5.2 单相桥式整流整流电路的作用是利用具有单方向导电性能的整流元件将正负交
25、替的正弦交流电压整流成为单方向的脉动电压，但是这种单向脉动电压往往包含着很大的脉动成分，距离理想的直流电压差得很远。本电路应用一组副边线圈的变压器, 达到全波整流的目的。电路种采用了四个二极管，接成电桥形式，故称为桥式整流电路。 由表1可知，在同样的U2之下，半波整流电路的输出直流电压最低，而脉动系数最高。桥式整流电路和全波整流电路当U2相同时，输出直流电压相等，脉动系数也相同，但桥式整流电路中，每个整流管所承受的反相峰值电压比全波整流电路低，因此它的应用比较广泛。表1 单相整流电路的主要参数Uo(av)/U2SId(av)/Io(av)URM/U2波整流0.451571001.41全波整流0
26、.9067502.83桥式整流0.9067501.41桥式整流电路的工作原理如下：e2为正半周时，对D1、D3加正向电压，Dl，D3导通；对D2、D4加反向电压，D2、D4截止。电路中构成e2、Dl、Rfz 、D3通电回路，在Rfz上形成上正下负的半波整流电压，e2为负半周时，对D2、D4加正向电压，D2、D4导通；对D1、D3加反向电压，D1、D3截止。电路中构成e2、D2Rfz、D4通电回路，同样在Rfz 上形成上正下负的另外半波的整流电压。如此重复下去，结果在Rfz上 图 5.2 桥式整流电路便得到全波整流电压。其波形图和全波整流波形图是一样的。从图5.2中还不难看出，桥式电路中每只二极
27、管承受的反向电压等于变压器次级电压的最大值，比全波整流电路小一半。 桥式整流电路的工作原理如图所示。在u2的正半周，D1、D3导通，D2、D4截止，电流由TR次级上端经D1 RL D3回到TR 次级下端，在负载RL上得到一半波整流电压。在u2的负半周，D1、D3截止，D2、D4导通，电流由Tr次级的下端经D2 RL D4 回到Tr次级上端，在负载RL 上得到另一半波整流电压。这样就在负载RL上得到一个与全波整流相同的电压波形，其电流的计算与全波整流相同，即 UL = 0.9U2 （5.2）IL = 0.9U2RL （5.3） 流过每个二极管的平均电流为 ID = IL2 = 0.45 U2RL
28、 （5.4）每个二极管所承受的最高反向电压为: （为全波整流的一半） （5.5）目前，小功率桥式整流电路的四只整流二极管，被接成桥路后封装成一个整流器件，称硅桥或桥堆，使用方便。桥式整流电路克服了全波整流电路要求变压器次级有中心抽头和二极管承受反压大的缺点，但多用了两只二极管。在半导体器件发展快，成本较低的今天，此缺点并不突出，因而桥式整流电路在实际中应用较为广泛。 整流元件的选择和运用需要特别指出的是，二极管作为整流元件，要根据不同的整流方式和负载大小加以选择。如选择不当，则或者不能安全工作，甚至烧了管子；或者大材小用，造成浪费。图5.3 基本整流电路图5.3 是一种最简单的整流电路。它由电
29、源变压器B 、整流二极管D 和负载电阻Rfz组成。变压器把市电电压（多为220伏）变换为所需要的交变电压e2，D 再把交流电变换为脉动直流电。另外，在高电压或大电流的情况下，如果没有承受高电压或整定大电滤的整流元件，可以把二极管串联或并联起来使用。 图5.4 二极管整流图5.4 示出了二极管并联的情况：两只二极管并联、每只分担电路总电流的一半；三只二极管并联，每只分担电路总电流的三分之一。总之，有几只二极管并联，流经每 只二极管的电流就等于总电流的几分之一。但是，在实际并联运用时，由于各二极管特性不完全一致，不能均分所通过的电流，会使有的管子困负担过重而烧毁。 因此需在每只二极管上串联一只阻值
30、相同的小电阻器，使各并联二极管流过的电流接近一致。这种均流电阻R一般选用零点几欧至几十欧的电阻器。电流越大，R应选得越小。二极管串联的情况。显然在理想条件下，有几只管子串联，每只管子承受的反向电压就应等于总电压的几分之一。但因为每只二极管的反向电阻不尽相同，会造成电压分配不均：内阻大的二极管，有可能由于电压过高而被击穿，并由此引起连锁反应，逐个把二极管击穿。在二极管上并联的电阻R，可以使电压分配均匀。均压电阻要取阻值比二极管反向电阻值小的电阻器，各个电阻器的阻值要相等。5.3 滤波电路从上面的分析可以看出，整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，与所要求的波形相去甚远。所以通常在整流电路后接滤波
31、电路以滤去整流输出电压的纹波。滤波电路常有电容滤波，电感滤波和RC滤波等。图 别是桥式整流电容滤波电路和它的部分波形。这里假设t0时，电容器C已经充电到交流电压V2的最大值（如波形图所示）。图5.5 电容滤波电路电解电容器C1是稳压器输入端的滤波电容。对于电解电容，在高频时其自身存在较大的等效电感，故其对于引入的各种高频干扰的抑制能力较差。为了改善微波电压和瞬时输入电压，在C1旁并联一只小容量电容器（容量0.1-0.47F）C3，可有效抑制高频干扰。另外，稳压器在开环增益较高，负载较重的状态下，由于分布参数的影响，有可能产生自激，C3则兼有抑制高频震荡的作用。在三端稳压器的输出端接入电容器C5
32、是为了改善瞬态负载相应特性和减小高频输出阻抗。如对电路的要求不高，C3，C5可不用。6 抗干扰措施系统总的增益为080dB，前级输入缓冲和增益控制部分增益最大可达60dB，因此抗干扰措施必须要做得很好才能避免自激和减少噪声。我们采用下述方法减少干扰，避免自激：1 将输入部分和增益控制部分装在屏蔽盒中，避免级间干扰和高频自激。2 电源隔离，各级供电采用电容隔离，输入级和功率输出级采用隔离供电，各部分电源通过电容隔离，输入级电源靠近屏蔽盒就近接上1000uF电解电容，盒内接高频瓷片电容，通过这种方法可避免低频自激。3 所有信号耦合用电解电容两端并接高频瓷片电容以避免高频增益下降。4 构建闭路环。在
33、输入级，将整个运放用较粗的地线包围，可吸收高频信号减少噪声。在增益控制部分和后级功率放大部分也都采用了此方法。在功率级，这种方法可以有效的避免高频辐射。5 数模隔离。数字部分和模拟部分之间除了电源隔离之外，还将各控制信号用电容隔离。6 使用同轴电缆，输入级和输出级使用BNC接头，输入级和功率级之间用同轴电缆连接。实践证明,电路的抗干扰措施比较好，在040MHz的通频带范围和080dB增益范围内都没有自激。7 系统软件设计流程图及调试测试7.1 系统软件设计流程图本系统单片机控制部分采用反馈控制方式，通过输出电压采样来控制电压增益。由于AD603的设定增益跟实际增益有误差，故软件上还进行了校正，
34、软件流程如图7.1所示：按键扫描系统初始化待添加的隐藏文字内容3有键按下？判断键码是增益增加增益减小增益显示电压显示AGC取消AGC重新扫描否10mS中断采样输出端口是AGC否？设置输出设置输出中断返回图10 软件流程图7.2 系统调试和测试结果7.2.1 测试方法将各部分电路连接起来，先调整0dB，使输出信号幅度和输入信号幅度相等。接上600的负载电阻进行整机测试。7.2.2 测试结果1、输入阻抗：电路的设计保证输入阻抗大于2.4k电阻，满足题目要求。2、输出电压有效值测量：输入加100kHz正弦波，调节电压和增益测得不失真最大输出电压有效值为9.309.50V，达到题目大于6V的要求。3、
35、输出噪声电压测量：增益调到58dB，将输入端短路时输出电压峰峰值为300mV左右。满足输出噪声电压小于0.5V的要求。4、频率特性测量：增益设为40dB档，输入端加10mV正弦波，由于信号源不能保证不同频段的10mV正弦波幅度稳定，因此每次测量前先调节信号源使得输入信号保持在10mV左右，再测量输出信号。测试的数据如表1所示。表8.1 频率特性测试数据频率（kHz）1261020405060输出RMS(V)0.7100.8210.9761.001.011.020.9991.02增益（dB）37.038.339.840.040.040.139.940.1频率（kHz）90100200300400
36、500600800输出RMS(V)0.9990.9980.9970.9960.9971.001.011.02增益（dB）39.939.939.939.939.940.040.040.1频率（MHz）1.002.003.004.005.006.010.020.0输出RMS(V)1.020.9970.9780.9750.9860.9840.9010.802增益（dB）40.139.939.839.839.939.939.138.1由表8.1数据可以得到，3dB通频带在低频端达到了1KHz，高频端在20MHz以上，由于信号源无法产生大于20MHz的信号故无法测量，从5MHz以上增益的趋势来看最终通频
37、带高频端应大于20MHz，比较符合后级功率放大器的理论高频截止频率25MHz。在20kHz5MHz频带内增益起伏0.2dB。5、增益误差测量:输入端加有效值为10mV，频率为1MHz的正弦信号，保持幅度稳定，然后预设增益值测量输出信号来计算增益误差。测试的数据如表8.2所示。表8.2 增益误差测试数据预置增益(dB)101622283440465258输出RMS（mV）32.363.81272540.502V1.01V1.98V3.95V7.45V实际增益（dB）10.216.122.128.134.04046.051.957.8增益误差（dB）+0.2+0.1+0.1+0.10.00.00.
38、0-0.1-0.2由表中可以看出增益误差在0.2dB之内，频率较高时，随着输出电压的增大，增益有下降的趋势，这是因为后级功放管工作状态即将接近饱和，通过提高后级电源电压可以使增益更加稳定。扩展功能中的增益步进1dB也达到了，且增益是从080dB可调。0dB放大是后级功放的调零点,需事先校正，所有大于0dB的增益都以0dB为基准。测58dB以上的增益时，以10mV输入会使输出饱和，故采用固定输出的方法：给定增益，然后减小输入信号，使得输出信号有效值保持为7.00V，再计算增益。实测数据如表8.3所示：表8.3 高增益测试数据预制（dB）5860636670737680ViRMS(mV)9.237
39、.165.313.672.261.741.26无法测量增益（dB）57.859.862.465.669.872.174.9高增益时，输入信号的噪声较大，实际波形有些不理想，不过有效值变化范围不大，当增益达到80dB时，输入1mV就能使输出饱和，噪声电平和信号电平差不多，只能看到噪声信号中有输入信号的轮廓，且这时输入信号电压有效值用示波器无法测量，但是输出却有和输入同频率的正弦波。由于示波器测量电压有效值，当信号很小时误差较大，所以增益高时误差较大。从变化趋势来看，放大80dB误差应该小于2dB，满足题目要求。从整体来看，我们设计的放大器增益为080dB，步进1dB，60dB以下增益误差0.2d
40、B。6、自动增益控制（AGC）测量：将放大器切换到AGC模式，改变输入信号电压，观察输出信号并记录输出电压。由于我们采用单片机控制增益，AGC范围和增益控制范围一致，理论上AGC控制范围为080dB。设定AGC输出电压范围4.5 5.5V，把输入信号调到1MHz，把有效值从1mV起往上调，测量输出电压有效值。测试数据如表8.4所示。表8.4 AGC控制测试数据输入RMS1mV10mV100mV1V1.5V2V2VVorms(V)5.124.965.034.985.065.02削波增益（dB）745434.0141088从表4可以看出输入信号从1mV变化到2V，输出信号变化范围不超过0.2V，当
41、输入信号有效值大于2V时，输入保护电路开始起作用，输出端得到的是畸形的正弦波，故无法测量到增益为0的情况。输入信号变化范围为20log2000/1=66(dB)输出信号范围为20log5.12/4.98=0(dB)所以得到AGC范围为66-066dB。调节AGC输出电压范围可以让功放输出在0.16.5V之间，AGC的最小间隔为0.1V。如将输出信号限制在1.01.1V以内，AGC范围将达到70dB以上。7、输出电压测量。通过数码管显示输出电压有效值，与实际测量值比较，误差5。7.2.3 误差分析我们测量的误差主要来源是电磁干扰，由于试验场地有许多电脑和仪器使用开关电源，电磁噪声很大，而且使用的
42、同轴电缆屏蔽效果并不好，所以测量输入端短路时的噪声电压时随输入短接方式不同而有很大的误差。结论在整个电路中所选用的元器件价格低廉，设计简单，成本较低，有利于推广，并且电路中部分元器件可自行更换，从而能适用于更多的领域。在测试系统中，由传感器变换来的电信号通常是十分微弱的，若要显示、记录或送计算机处理这种电信号，必须先进行放大，故放大器是测试系统中不可缺少的重要环节。随着电子技术的发展，对测试系统的精度要求越来越高，用分立元件组装成的放大器已被集成运放所代替。本论文通过对增益可控宽带放大电路的分析与研究，应用宽带放大芯片，增益可控芯片，有源滤波技术和功率放大电路，实现0到40MHZ的信号的放大，
43、并设计相应的直流稳压电源。通过本次毕业设计，使我对增益可控宽带放大电路的相关知识有了全面和系统的认识，并在此基础上并且能够进行简单的电路设计。致谢本论文是在指导老师吴显鼎教授的悉心指导和帮助下完成的，他对本论文的构思、框架和理论运用给予了许多深入的指导，使得论文得以顺利完成。吴老师严谨的治学态度，渊博的知识和循循善诱的教导，使我受益终生，在此向吴老师表示我最诚挚的谢意。感谢信息工程能够学院的各位领导及老师们给予的关心和帮助，在论文撰写过程中，他们提供了许多宝贵的思路和建议及相关文献资料。感谢辅导员薛春玲的关心和支持。还要感谢同组同学的真诚合作及同学们的热情帮助。另外我还要感谢在一起愉快的度过毕业论文小组的同学们，正是由于你们的帮助和支持，我才能克服一个一个的困难和疑惑，直至本文的顺利完成。最后，再次对关心、帮助我的老师和同学表示衷心地感谢！ 参考文献1周雪.模拟电子技术M.西安:西安电子科技大学,2002:117-119.2陈明.Protel99se原理图与pub设计教程M.北京：机械工业出版社,2006:21-23.3阎石.数字电子技术基础（第四版）M.北京：高等教育出版社,1997:50-53. 4杨素行.模拟电子技术基础简明教程M.第二版，北京:高等教育出版社,1998:192-193 237-238.
