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1、高功率因数开关电源设计系 （部）：自动化系专 业 班：0803班姓 名：学 号：指导教师： 2012年12月1日高功率因数开关电源设计High power factor power design 摘 要功率因数设计是关键指标的电源、电源一贯重视开发技术问题。本文重点对当前流行的单片开关电源芯片为普遍的低功率开关电源的设计和制造。在这里,电源控制电路,利用全氟化碳的使用UCC28019可大大提高了功率因数。电源由6个部分交直流转换电路、电源转换电路、功率因数检测电路,全氟化碳的控制电路、数字集和测量电路、保护电路。交直流转换电路使用控制整流器,电源转换电路使用提高拓扑结构,这可以输出电压值是形式
2、30到36。电源利用C8051F020,供应链管理能完成数字集和措施。该系统具有一定的优点:直观特性、稳定性好,显著提高功率因数。关键词：boost拓扑结构 功率因数检测 UCC28019 C8051F020AbstractPower factor is the key indicators of the power supply switch design, improving power factor is in the development of switch power supply has always attached great importance to the techni
3、cal problems. Papers on the popular single piece of switch power supply chip, realize the small power, high power factor of the switching voltage stabilizer for the design and production. The design of high power factor control mode application switching power supply PFC, introduce TI company the la
4、unch of new UCC28019 control chip, power factor close to 1. The power supply by AC-DC transform circuit, DC-DC transform circuit, control circuit and PFC power factor detection circuit, digital measurement show circuit protection circuit, other components. Among them, the AC-DC transform circuit ado
5、pts bridge type is not in possession of rectifier way, DC-DC transform circuit topology structure by boost, which can realize 36 V voltage output, and use of C8051F020 SCM realizing output measurement display and power factor test showed that etc. Function. The power of the main advantage is: the fu
6、nction, intuitive, and good stability, voltage adjustment rate, the load rate are the prescribed scope within the power factor than traditional switching power supply is greatly improved.Key words: boost topology power factor test UCC28019 C8051F020目 录1 系统总体电路 7 1.1 系统总体电路框架 7 1.2 主控芯片UCC28019的说明 71
7、.3 DC-DC变换模块 121.4 系统电路图 131.5 小结132 功率因数检测14 2.1 功率因数的基本定义14 2.2 功率因数检测的实现14 2.3 实现程序15 2.4 小结163 输出采样与显示电路17 3.1 控制器的选择17 3.2 输出采样电路20 3.3 信号的采样20 3.4 显示电路24 3.5 小结31参考文献34附录36绪 论 现实生活中常用的电源，可以分为发出电能的电源和变换电能的电源两类。自然界并没有可以直接利用的电源，人类所使用的电源都是通过机械能、热能、化学能等转化而来的，这种把其他能源通过转换而得到的电源称为发出电能的电源，像发电机、电池等。在很多情
8、况下，发出电能的电源并不符合使用的要求，需进行再一次变换，这种变换是把一种形态的电能转换成另一种形态的电能，像变压器、变频器等，我们把输入和输出都是电能的电源称之为变换电能的电源，开关电源就是属于变换电能的电源，此种电源通过控制电路中电力电子器件的开关状态来控制输出电能的大小，该电源即节能又能带来巨大经济效益，因而引起社会各界的重视而得到迅速推广。开关电源的前身是线性稳压电源。线性稳压电源的结构框图如图1所示。图中的关键元件是稳压调整管，电源工作时检测输出电压Uo，通过反馈电路对稳压调整管的基极电流进行负反馈控制。这样，当输入电压Ui发生变化，或负载变化引起电源的输出电压Uo变化时，就可以通过
9、改变稳压调整管的管压降来使输出电压稳定。为了使稳压调整管可以发挥足够的调节作用，稳压调整管必须工作在线性放大状态，且保持一定的管压降。因此，这种电源被称为线性稳压电源1-7。图1 线性稳压电源的结构框图 线性稳压电源虽然可以满足所需直流电压的高低和供电质量(精度、纹波等)的要求，但有两个严重的缺点：一是调整管工作在线性放大状态，损耗很大，因而使整个电源效率很低；二是需要一个工频变压器，使得电源体积很大。开关电源出现之前，各种电子装置和电气控制设备的工作电源都采用线性稳压电源，但随着半导体器件的发展，计算机等电子装置的集成度不断增加，功率越来越强，而它们的体积却越来越小，因此，迫切需要体积小、重
10、量轻、效率高、性能好的新型电源，这就成了开关电源技术发展的动力。开关电源的典型结构如图2所示，开关电源和交流电网连接的电路通常是二极管整流电路，这种电路的输入电流不是正弦波，而是脉动波，这种波形中含有大量的谐波成分，对电网会造成严重的污染，并且该电路的功率因数也较低。当公用电网上接有大量的开关电源负载时，就会对电网产生严重的谐波污染。为了降低开关电源对电网的谐波污染，提高开关电源的功率因数，就需要对电流的脉动进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波，从而减小开关电源对交流电网的污染，随后整流电压经过主变换电路变换，由于主电路输出的电压含有交流成分，所以在负载前端需要加整流滤波电路进一步处理，使负载得
11、到直流电压。若输出电压由于某种原因上升时，反馈电路会对输出电压进行采样，并把所采的信号送到控制电路中进行比较放大处理，使输出的PWM脉冲占空比减小，最终使二次侧的电压回到稳定值；反之，当输出电压下降时，反馈电路同样会把信号送到控制电路，而后又使PWM脉动占空比增大，同样可稳定输出电压。图2 开关电源的典型结构早期的开关电源的频率仅为几千赫，随着电力电子器件及磁性材料性能的不断改进，开关频率才得以提高。20世纪60年代末，垂直导电的高耐压、大电流的双极型电力晶体管(亦称巨型晶体管GTR)的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世。但当开关频率达到l0KHZ左右时，变压器、电感等磁性元件发出很刺
12、耳的噪声，给工作和生产造成了很大噪声污染。为了减小噪声，并进一步减小电源体积，在20世纪70年代，新型电力电子器件的发展给开关电源的发展提供了有利条件。开关频率终于突破了人耳听觉极限的20KHz。开关频率的提高有利于开关电源的体积减小、重量减轻。后来，随着电力MOSFET的应用，开关电源的开关频率进一步提高。20世纪80年代，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)出现，IGBT可以看成是MOSFET和GTR复合而成的器件，它不但具有MOSFET的电压型驱动、驱动功率小的优点，同时又具有GTR饱和压降低和可耐高压、大电流等一系列应用上的优点，使得开关电源的容量进一步增大，在许多中等容量范围内，迅速取代了
13、晶闸管相控电源。并且，IGBT的开关速度也很高，通态压降低。在一些发达国家开始研制出开关频率高达100KHZ的开关电源，到了90年代，在美国首先出现了单片开关电源，其工作频率高达135KHZ。使得电源体积更小，重量更轻，功率密度进一步提高。开关频率的提高使开关电源的电磁干扰问题变得突出起来。为了解决这些问题，20世纪80年代，出现了采用准谐振技术的零电压开关电路和零电流开关电路，也就是我们所说的软开关技术，这种电路利用以谐振为主的辅助换流手段，即使开关开通或关断前的电压、电流分别为零。解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高，从而，使开关电源进一步向体积小、重量轻、效率高
14、、功率密度大的方向发展8。开关电源自20世纪90年代中期问世以来便显示出强大的生命力，它作为一项颇具发展前景和影响力的新产品，引起了国内外电源界的普遍关注。开关电源具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等特点，现己成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。目前，开关电源正朝着短、小、轻、薄、节能、安全的方向发展，涌现出许多开关电源的新技术和新产品9。开关电源技术包含以下重要的组成部分：（1） 元器件技术： 包括涉及开关器件的电力电子器件技术和涉及变压器、电感等主要磁性元件的磁技术，以及涉及电容等其他无源元件的技术。（2） 电路技术： 主要研究各种基本开关
15、电路和相应的软开关电路，以及各种吸收电路等。（3） 控制技术： 主要研究适用于开关电源的各种开关控制方法，如电压模式控制和各种电流模式控制等。（4） 电磁兼容技术： 研究开关电源中电磁干扰的产生、传播和抑制等问题。（5） 散热技术： 利用传热学理论，分析和解决开关电源主要发热元件的散热问题。自20世纪90年代以来，开关电源的发展更是日新月异。许多新的领域和新的要求又对开关电源提出了更新更高的挑战。如果从一个开关电源的输入和输出窗口观察，我们可以发现，输入的要求变得更严了，不符合IEC1000-3-2标准的产品将陆续被淘汰；输出则派生出了许多特殊的应用领域，研制和开发的难度变得更大了。正是由于外
16、界的这些要求推动了两个开关电源的分支技术一直成为当今电力电子的研究课题，它们是有源功率因数校正技术和低压大电流高功率DC/DC变换技术。另外由于技术性能和要求的提高，使得许多相关技术课题的研究，例如EMI技术、PCB Layout问题、热理论的分析、集成磁技术、新型电容技术、新型功率器件技术、新型控制以及结构和工艺等正在迅速增加10。开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。以功率晶体管（GTR）为例，当开关管饱和导通时，集电极和发射极两端的压降接近零；当开关管截止时，其集电极电流为零。所以其功耗小，效率可高达70%95%。而功耗小，散热器也随之减小。开关型稳
17、压电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器。此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此开关电源具有重量轻、体积小等优点。另外，由于功率小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V( 10%),而开关型稳压电源在电网电压在110260V范围内变化时，都可获得稳定的输出电压11。开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。
18、另外开关电源的发展在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。目前市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面：（1） 小型化、薄型化、轻量化、高频化开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就
19、是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。（2） 高可靠性开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。（3） 低噪声开关电源的缺点之一是噪声大。单纯地追求高频化，噪声也会随之增大，采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可
20、以提高频率又可以降低噪声。所以，尽可能地降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。（4） 采用计算机辅助设计和控制采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，
21、人们在开关电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着开关电源以每年超过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展12-16。 随着开关电源的发展，电源的小型化、模块化、绿色化越来越受到人们的关注。以致于20世纪90年代中期，单片开关电源问世了。美国电源集成(PI)公司率先于1994年研制成三端隔离式脉宽调制型单片开关电源。 单片开关集成芯片一经问世便显示出强大的生命力，目前已成为国际上开发290W以下中、小功率开关电源、精密开关电源、特种开关电源及电源模块的优选集成电路17-20。根据课题研究的需要选用的是美国TI公司的PFC控制芯片UC
22、C28019，其产品优点如下:（1） 不需要对电网电压进行检测，减少外围元器件；（2） 宽范围的通用交流电压输入；（3） 65Khz固定开关工作频率（4） 最大占空比可达97%；（5） 输出过压、欠压保护，输入掉电保护；（6） 单周峰值电流限制，开环保护，低功耗待机模式。本课题研究的是基于UCC28019芯片的开关电源的检测与显示，采用的主控芯片是C8051F020,主要有以下工作:（1）分析了电流型PFC开关电源的工作原理，并介绍了电流控制型中的峰值电流型控制方法的优缺点，最后详细介绍了专用的电流型控制芯片UCC28019的内部结构及其工作原理。（2） 主控单片机的选型，完成功率因素检测及输
23、出电压显示电路。（3） 编写相关的控制程序。（4） 开关电源EMI相关知识介绍。1 系统总体电路1.1 系统总体电路框架根据课题的设计要求，系统由AC-DC变换电路、DC-DC变换电路、功率因数检测电路、PFC控制电路、数字设定及测量显示电路、保护电路等六大部分组成。其系统电路总体框架如图1-1所示。图1-1 系统总体框架1.2 主控芯片UCC28019的说明1.2.1 功能描述UCC28019属于开关模式控制器，主要应用于Boost变换器的功率因数校正，以固定的开关频率工作于连续导通模式，它只需要很少的外围元器件就可以设计出有源功率因数预调节器。内部的振荡器能够提供65Khz固定的开关频率，
24、从而保证了传导EMI噪声频谱的基波和二次谐波低于EN55022标准要求的传导带宽。对于典型的85265V的电网输入电压以及从零负载到满载运行，UCC28019内部都能提供精准的5V参考电压，以供精确调整输出电压使用，而且从100W到2000W的系统负载也可以扩展到其他一些特定场合使用。该芯片通过双闭环完成调制，而且提供多种系统级的保护功能。内环为电流环，在连续电感电流条件下，它使平均输入电流跟踪正弦输入电压呈现正弦波，在轻载情况下，依据Boost电感值，电感电流可能会进入不连续导通模式，尽管此时谐波较高，但系统依然满足IEC1000-3-2标准的D类要求，外环为电压环，依据电网和负载条件，通过
25、电压环路补偿引脚对输出电压进行控制，该引脚决定了维持低畸变率，状态稳定的输入电流波形而需要的内部增益。1.2.2 芯片功能描述 UCC28019内部结构如图1-2所示。图1-2 UCC28019内部结构图UCC28019具体功能介绍如下：（1） 系统保护系统的保护使系统工作在安全工作范围内，系统保护主要包括软启动、Vcc欠压锁定(UVLO)、输人掉电保护(IBOP)、输出过压保护(OVP)、开环保护/待机模式(OLP/Standby)、输出欠压检测(UVD)/增强动态响应(EDR)、过流保护、软过流(SOC)、峰值电流限制(PCL)等。（2） 栅极驱动栅极驱动输出具有电流最优化结构，可以以很高
26、的开关速度直接驱动大容量MOSFET的栅极。内部的钳位电压将MOS-FET栅极上的电压钳位于12. 5V，外部所接的栅极驱动电阻RGATE限制了栅极驱动电路寄生电感和寄生电容的上升时间和阻尼振荡。通常在MOSFET栅极附近用一个lOk的电阻对地连接，消除栅极杂散电容，防止无意的 dv/dt触发开通。（3） 电流环系统电流环包括电流平均放大、脉宽调制(PWM)、外部升压电感和外部电流传感电阻等环节。从电流传感电阻检测到的负极性信号送人ISENSE引脚进行缓冲、反相放大后，得到的正极性信号通过电流放大器（gmi）进行平均，其输出即为ICOMP引脚，ICOMP引脚上的电压与平均电感电流成比例，该引脚
27、对地(GND)外接一电容提供电流环路补偿并可对纹波电流进行滤波。平均放大器的增益由VCOMP引脚内部的电压决定，该增益设置为非线性，因此可以适应全球范围内的交流输人电压。无论芯片处于故障模式还是待机模式，ICOMP引脚均在内部接至4V电平。脉宽调(PWM)电路将ICOMP引脚电压信号与周期性的斜坡信号比较，产生上升沿调制的输出信号，如果斜坡电压信号大于ICOMP引脚电压，则PWM输出为高电平，斜坡的斜率是内部VCOMP引脚电压的非线性函数。由内部时钟触发的PWM输出信号在周期开始时为低电平，该电平会持续一小段时间，称之为最小关断时间(toff(min)，而后，斜坡电压信号线性上升，与ICOMP
28、电压交叉，斜坡电压与ICOMP电压的交叉点决定了关断时间(toff)，也即Doff，由于Doff满足Boost拓扑结构的Dote=VIN/VOUT，而且输人VIN是正弦电压, ICOMP与电感电流成比例，控制环路会迫使电感电流跟随输人电压呈现正弦波形以进行Boost调制，因此平均输人电流也呈现正弦波形。PWM比较器的输出送入栅极(GATE)驱动电路，芯片的驱动电路具有多种保护功能，栅极输出的占空比最高可达99%，不过始终要存在一最小关断时间。正常占空比工作时输出过压保护(OVP)、峰值电流限制(PCL)等，在每一周期均可直接关断芯片的栅极输出，欠压锁定(UVLO)，输入掉电保护(IBOP)和开
29、环保护/待机(OLP/Standby)等，同样也可以关断栅极输出脉冲，直至软启动开始工作才恢复其输出脉冲。（4） 电压环PFC预调节器双环控制的外环为电压环，该电压环主要包括PFC输出电压检测、电压误差放大和非线性增益等环节。 PFC预调节器的输出电压对地(GND)接一分压电阻网络构成电压环路的检测模块。分压电阻的比率由所设计的输出电压和内部的5V标准参考电压来确定。和VINS引脚的输人一样，VSENSE引脚上非常低的偏置电流容许选择很高的实用电阻值，以降低功率损耗和待机电流。VSENSE引脚对地(GND)接一小电容，可以有效滤除信号的高频噪声。需要注意的是，滤波时间常数应尽可能小于100us
30、。1.2.3 芯片引脚说明UCC28019采用8-Lead PDIP和8-Lead SOIC两种封装形式，其引脚排列如图1-3所示，UCC28019的引脚功能介绍如下：图1-3 芯片引脚图引脚1(GND)：芯片接地端。引脚2 (ICOMP)：电流环路补偿，跨导电流放大器输出端。该端通过对地(GND)连接一个电容可以提供电流控制环路中的补偿和平均电流检测信号。如果该引脚的工作电压低于0.6V，控制器将停止工作。引脚3(ISENSE)：电感电流检测。通过外部电流检测电阻提供电压输人，反映Boost PFC变换器的瞬态电感电流，该平均电压可以消除噪声和纹波的影响。软过流(SOC)保护有效地限制了平均
31、电感电流。一旦峰值电压超过规定值，单周峰值电流限制(PCL)立即关断栅极驱动输出。该管脚通过对电流检测电阻外接一220电阻，UCC28019的引脚排列阻可以有效抑制浪涌电流的涌人。引脚4(VINS)：交流输人电压检测。当系统交流输人电压高于用户定义的正常工作电压或者低于掉电保护电压时，输人掉电保护(IBOP)动作。该引脚通过带滤波功能的分压电阻网络连接于整流器的主电路中。当VINS引脚的电压超过门限电平1. 5V时，芯片UCC28019将开始进行软启动。如果VINS引脚的电压低于门限电平0.8 V，控制器将处于关断状态。只有当VINS引脚和VSENSE引脚的电压均超过它们各自的使能电平时，控制
32、器才会重新开始软启动并进人正常工作状态。 引脚5(VCOMP)：电压环路补偿。该引脚为内部跨导电压误差放大器输出端。该引脚经过外部阻容电路接地，构成电压环路补偿器。如果Vcc ，VINS和VSENSE的电压没有达到门限电压值，V脚将被籍位于地(GND)电位。一旦Vcc ，VINS和VSENSE的电压都超过门限电压值，VCOMP脚将被充电直至VSENSE引脚的电压达到其正常调制电压的95%。当动态响应增强时，额外的电流将会被注人该引脚以减小充电时间，该电流在软启动期间会受到抑制。软启动时间可以通过该脚外接的电容进行设。 引脚6(VSENSE)：输出电压检测。Boost PFC变换器的直流输出电压
33、经过电阻分压器采样后接人该引脚，为了滤除高频噪声干扰，该脚对地外接一个小电容。当VSENSE引脚的电压低于使能门限电平0. 8V时，待机功能使控制器关断，并且VCOMP引脚放电。芯片内部VSENSE引脚与地之间串接了一个100nA的电流源，可以起开环保护(OLP)和管脚悬空保护功能。当VSENSE引脚的电压超过参考电压的105%时，输出过压保护(OVP)动作并关闭GATB(引脚8)输出。当电网或负载的波动导致VSENSE电压低于参考电压的95%时，增强动态响应(EDR)迅速将输出电压调整为正常调制电压。 引脚7 (Vcc):芯片工作电源。该引脚为芯片工作电源的输人端，并受内部的电源欠压锁定保护
34、电路监控，如果Vcc低于开通门限电压10.5V，欠压锁定(UVLO)将会关断控制器，同样，如果Vcc的电压不低于欠压锁定(UVLO)的关断门限电平9. 5V，芯片仍将继续工作。为防止高频噪声对电源的干扰，通常该管脚对地外接一个0.1uF的陶瓷电容，并且尽量靠近UCC28019芯片。 引脚8(GATE)：栅极驱动。推挽式栅极驱动，可以驱动外部一个或者多个功率MOSFET，提供1.52.0A电流驱动，输出电压被钳位于12. 5V。1.3 DC-DC变换模块DC-DC采用boost变换电路，其电路结构如图1-4所示。重要参数选择具体如下。1.3.1 二极管参数在功率MOSFET截止期间，VD正向偏置
35、而导通，最大流通电流达2A左右；在MOSFET导通期间，VD反向偏置而截止，此时二极管反向电压为Vin。为了确图1-4 boost变换电路保电路的可靠性，故选取整流二极管MUR3060 。1.3.2 功率开关管功率开关MOSFET所要承受基本电压为截止时所承受的电压Vin，导通时所要承受的流通电流为2A。为确保电路的可靠性，应考虑适当的安全裕量，故选取功率开关管IRFP150N，其耐压，耐流完全满足要求。1.3.3 储能电感变换器中的电感线圈在任何正常条件下不能饱和，并且为了有好的效率，线圈和磁心的损耗必须要小。理论上电感可具有任何值，大电感具有低波纹电流，且轻载时可连续导通，但负载瞬态响应差
36、。小的电感波纹电流大，增加了开关损耗和输出波纹。在轻载时出现不连续导通，且导致系统不稳定。可是其瞬态响应性能好、效率高、尺寸小。所以电感的选择只能折中，通常选择使临界电流低于最小规定负载电流的电感，或按可接受的波纹电流尽可能地小的标准来选择。 电感量通过公式LRSF(min) VOUTD(1-D)/ (fSW(typ)IRIPPLE) 计算出：L0.07mH。另外输出电流达到2A，功率较大，由于参数类型特殊，普通电感远达不到要求，故选用粗铜线与环型磁铁自制电感。1.3.4输出滤波电容输出滤波电容C两端电压为输出电压Vout。C的滤波使输出Vout的波形连续。对DC-DC转换器而言，工作频率越高
37、，所要求的电容值就越低。1.4 系统电路图系统的整体电路图如图1-5所示，具体的参数需要进一步的确认，可以利用TI公司的计算软件计算。图1-5 系统电路图1.5 小结这一章节主要介绍了主电路方案、控制芯片UCC28019及电路中主要的参数的选择，是很关键的部分，特别是控制芯片的工作原理，如果这部分的电路不能正常的工作则后面的工作将很难开展，通常的调试也得要非常的清楚这一部分的知识。2 功率因数检测2.1 功率因数的基本定义功率因数的基本定义是指交流输入有功功率P与视在功率S的比值，在线性电路中，阻抗Z=R+jX。其中，R为电阻，X为电抗。无论是感抗或容抗，均会使正弦电压和电流波形产生相位差，但
38、电压，电流均为正弦波。所以在线性电路中，功率因数描述了负载的电抗特性，定义为相位差的余弦值，但负载呈电阻性时，电压与电流波形相同，即功率因数为1。在电源电压为正弦波时，输入电流波形发生正弦畸变，导致功率因数很低，相移功率因数不能正确反映这种关系，因为非线性负载的功率因数与电流的失真情况紧密相关。为此，功率的定义为基波电流有效值与电网电流有效值之比然后乘以基波电流与基波电压的位移因数。2.2 功率因数检测的实现在无功率因数校正的开关电源中，交流输入电压经整流后，直接加到滤波电容和蓄电池的两端。只有交流输入高于滤波电容两端电压时，滤波电容才开始充电，因此输入电流波形为宽度很窄的脉冲，连续导电工作模
39、式的功率因数校正电路采用平均电流控制时，电流波形能够跟随电压波形的变化。在一定的精度范围内，可以通过求得电压波形与电流波形的相位差来计算电路的功率因数。因为输入电压的周期不变，即角频率是一定值，所以只需求出相连个同向过零点的时间就可以计算出电路的功率因数。本课题采用的方案是通过比较器检测出过零点，即比较器输出的一个边沿，C8051F020单片机的两个外部中断都是由下降沿来驱动的，所以会选择比较器的输出的下降沿作为过零点的标识，再利用C8051F020单片机内部的定时器0记录两点之间的时间，在外部中断0的中断服务程序里要启动定时器0，然后再外部中断1的中断服务程序里停止定时器0，将计数值存入缓存
40、变量中，通过计数值除以定时器的计数时钟可以得到计数时间，然后就可以得到相位差，在调用系统函数库里的cos函数就可以计算等到功率因数。由上述方案可以知主要的硬件电路有两部分，第一、电压与电流波形采样电路，实际上就是采用电压与电流互感器就可以取出电路的电压与电流信号；第二、过零点取样电路，通过一个高精度比较器就可以完成，电路比较简单如图2-3。主要的软件部分有以下几部分，首先，初始化系统中断定时器0，使能两个外部中断及将端口复用到通用端口，使定时器工作在16计数状态；然后是两个外部中断的中断服务程序的编写，其次计算功率因数并将其每一位变成其ANCII码送显示。图 2-3 过零比较电路2.3 实现程
41、序int0_isr函数是外部中断0服务程序，主要的功能是启动定时器0，并将寄存器清零，int1_isr函数是外部中断1的服务程序，主要的功能是停止定时器0，缓存计数值，Timer0_init初始化定时器0 。void int0_isr(void)interrupt 0TH0 = 0;TL0 = 0;TR0 = 1;void int1_isr(void)interrupt 2TR0 = 0;T_power = TH0T_power = (T_power8)|TL0);void Timer0_init(void) CKCON = 0x00; TMOD = 0x01;2.4 小结这一章完成了功率因数
42、采样的硬件电路与程序的编写，有一定的挑战，完成这部分的工作首先得要求主电路能正常的工作，在实际的调试过程中我做了一个小的硬件调试环境，就是用移相器将一路信号移相后输入到比较电路结果在显示器上，表示这部分的电路没有问题了。3 输出采样与显示电路3.1 控制器的选择随着半导体制造技术的飞速发展，出现了各种各样的高集成度微控制器，与通用的51单片机相比，这些控制器有很多的优点。如多级流水线的内核，高集成度的数字外设，根据设计的需要选择的控制器是silicon 公司的C8051F020单片机。3.1.1 C8051F020的内核该与8051 完全兼容C8051F020 系列器件使用Silicon La
43、bs 的专利CIP-51 微控制器内核。CIP-51 与MCS-51TM指令集完全兼容，可以使用标准803x/805x 的汇编器和编译器进行软件开发。CIP-51 内核具有标准8052 的所有外设部件，包括5 个16 位的计数器/定时器、两个全双工UART、256 字节内部RAM、128 字节特殊功能寄存器（SFR）地址空间及8/4 个字节宽的I/O 端口。速度提高CIP-51 采用流水线结构，与标准的8051 结构相比指令执行速度有很大的提高。在一个标准的8051 中，除MUL 和DIV 以外所有指令都需要12 或24 个系统时钟周期，最大系统时钟频率为12-24MHz。而对于CIP-51
44、内核，70%的指令的执行时间为1 或2 个系统时钟周期，只有4 条指令的执行时间大于4 个系统时钟周期。CIP-51 共有111 条指令。3.1.2 片内存储器CIP-51 有标准的8051 程序和数据地址配置。它包括256 字节的数据RAM，其中高128字节为双映射。用间接寻址访问通用RAM 的高128 字节，用直接寻址访问128 字节的SFR地址空间。数据RAM 的低128 字节可用直接或间接寻址方式访问。前32 个字节为4 个通用寄存器区，接下来的16 字节既可以按字节寻址也可以按位寻址。C8051F020/1/2/3 中的CIP-51 还另有位于外部数据存储器地址空间的4K 字节的RA
45、M 块和一个可用于访问外部数据存储器的外部存储器接口（EMIF）。这个片内的4K 字节RAM 块可以在整个64K 外部数据存储器地址空间中被寻址（以4K 为边界重叠）。外部数据存储器地址空间可以只映射到片内存储器、只映射到片外存储器、或两者的组合（4K 以下的地址指向片内，4K 以上的地址指向EMIF）。EMIF 可以被配置为地址/数据线复用方式或非复用方式。MCU 的程序存储器包含64K 字节的FLASH。该存储器以512 字节为一个扇区，可以在系统编程，且不需特别的外部编程电压。从0xFE00 到0xFFFF 的512 字节被保留，由工厂使用。还有一个位于地址0x10000 - 0x1007F 的128 字节的扇区，该扇区可作为一个小的软件常数表使用。3.1.3 12位模/数转换器C8051F020/1有一个片内12位SAR ADC（ADC0），一个9通道输入多路选择开关和可编程增益放大器。该ADC工作在100ksps的最大采样速率时可提供真正的12位精度，INL为1LSB。C8051F022/3有一个片内10位SAR ADC，技术指标和配置选项与C8051F020/1的ADC类似。ADC0的电压基准可以在DAC0输出和一个外部VREF引脚之间选择。对于C8051F020/2器件，ADC0有其专用的VREF0输入引脚；对于C8051F021/3器件，ADC0与8位的ADC1共
