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1、三级级联COLPITTS振荡超宽带混沌信号产生电路设计2.4GHZ低压低噪声高线性度的LNA电路设计目 录第1章 绪论21.1 引言21.2 超宽带无线通信技术21.3超宽带技术的发展与现状31.4 超宽带收发机概述41.5 本文的组织结构6第2章 三级级联Colpitts振荡超宽带混沌信号产生电路设计62.1 混沌理论基础62.2 多混沌载波超宽带系统82.3 发射机102.4 接收机102.5 仿真与结果112.6 结束语11第3章 2.4GHz低压低噪声高线性度的LNA电路设计113.1 工艺库的元器件123.2 差分cascode电路123.2.1 差分电路的设计123.2.2 差分电
2、路的电路级仿真143.3 单端cascode电路163.3.1 单端电路的设计163.3.2 单端电路的电路级仿真193.3.3 单端电路的版图设计、提取及后模拟223.4 电路级仿真和后模拟仿真总结253.5 与其它电路的比较25结束语27附录28参考文献38第1章 绪论1.1 引言根据美国联邦通信委员会(FCC)定义的超宽带(UWB)设备是指带宽比大于0.2或实际带宽不小于500 MHz的系统，带宽比的表达式为，其中 和分别是-10 dB辐射点的高端与低端频率超宽带系统和传统的窄带系统相比具有高传输速率、低功耗、很强抗干扰性和抗截获性等优点，可广泛应用于车载雷达、成像系统、测量定位系统和高
3、速无线LAN等混沌信号是指确定性系统产生的类噪声信号，拥有良好的自相关、互相关特性由于它对初值敏感，容易产生数量庞大互不相干的信号，所以UWB混沌通信系统具有高保密性和低截获率等优点1-2首先使用三级级联Colpitts振荡器构成了超宽带混沌信号产生电路，该电路结构简单，所产生的超宽带混沌信号具有宽阔的频谱和良好的自相关性，接着提出由该电路构造的多混沌载波超宽带系统的结构，并对不同的通信速率下的误码率进行了仿真1.2 超宽带无线通信技术超宽带（UWB）无线通信是一种无载波通信技术，又被称为脉冲无线电（Impulse Radio），任何无线电系统，只要它满足下面的条件之一就称为超宽带系统： 其中
4、， 和 分别是信号能量功率谱密度（PSD）的上限频率和下限频率， 和都定义在PSD 衰减为-10dB 的辐射点上。由于超宽带无线通信技术有着近似噪声的功率信号，具有高保密性、高速率、低功耗等特点，为下一代消费电子设备高速率无线连接提供了十分理想的解决方案;同时它是基于共用频段的思想，能够与其它现存的传统无线技术共享频带，也为解决日趋紧张的频谱资源难题提供了新的解决方案，因此被人们所广泛关注。现有研究中出现了三种主要的UWB技术，第一种是跳时超宽带(TH-UWB)即脉冲无线电的传统体系，是迄今为止最早UWB技术，直到现在仍然是一种重要的技术;第二种UWB技术称为直接序列扩频超宽带技术(DS-UW
5、B)，该方案由美国飞思卡尔(FrceScale)半导体公司首先提出;第三种UWB技术是基于正交频分复用技术的UWB体系，称之为多频带正交频分复用超宽带(MB-OFDM UWB)，该方案由美国Intel公司和美国德州仪器(TI)公司为首的多带OFDM联盟(MBOA，Multi-Band OFDM Alliance)所提出。UWB 信号的频带极宽，一般在几百MHz 以上甚至会更高，利用如此宽的频带，可以实现数据的高速传输，这可由山农公式给出解释，山农公式如下所示：式中， B 为信道带宽， 为高斯白噪声功率谱密度， P 为信号功率。可知，增大通信容量有两种实现方法：一是通过增加信号功率P ，也就是提
6、高信噪比；二是增大传输带宽B 。由式信道容量C 与信道带宽呈线性增长，与信号功率P 呈较为缓慢的对数增长，因此增加信号的带宽比增加信号的功率更有效。UWB 无线电技术就是通过增大传输带宽来获得高的传输速率的。处理增益是 UWB 系统的一个重要特性，处理增益G 也称扩频增益(SpreadingGain)，它定义为频带带宽（扩频技术占用的总带宽）与传输数据所需要的最小带宽之比.对于UWB 通信系统，它的处理增益可以表示为：处理增益(dB)=10log(1/占空比)+10log（脉冲重复速率/信息传输速率）其中，占空比(duty cycle)=脉冲持续时间(dutation)/脉冲重复周期，脉冲重复
7、速率的单位为脉冲/秒(pulses/s)，信息传输速率的单位为比特/秒(bit/s )，所以，脉冲重复速率/信息传输速率的单位为脉冲/比特(pulse/bit)。从这个表达式中可以看出，当脉冲占空比小，或每比特时间里发射的脉冲数多，都可以使系统的处理增益得到提高。而UWB 信号恰好具有低占空比，每比特数据中含有多个脉冲的特点，所以，UWB 系统具有较强的抗干扰能力，可以工作在低信噪比的环境下。1.3超宽带技术的发展与现状(1) UWB 技术在国外发展及现状美国联邦通讯委员(FCC)会解除了UWB 传输在某些方面的限制。2002 年2月，FCC 通过了超宽带在三个民用领域应用的初步规范：1)地质
8、勘探及可穿透障碍物的传感器等(Imaging System)；2)汽车防冲撞传感器等(Vehicle RadarSystems)；3)家电设备及便携终端之间的无线数据通信等(Communication andMeasurement Systems)。2003 年2 月FCC 又对该规范进行了确认，并局部放宽了对成像系统频带的限制，这是UWB 走向商业化的一个重要里程碑，而且FCC会继续探讨和完善UWB 技术，并有可能进一步放宽UWB 技术应用标准方面的限制。2003 年12 月，在美国新墨西哥州的阿尔布克尔市举行的IEEE 有关UWB标准的大讨论。 关于UWB 技术有两种相互竞争的标准，一方是
9、以 Intel 与德州仪器为首支持的MBOA 标准，一方是以摩托罗位为首的DS-UWB 标准，两者的分歧体现在UWB 技术的实现方式上，前者采用多频带方式，后者为单频带方式。由IEEE 802.15.3a 工作组主持召开的标准大讨论会议上对UWB 技术进行投票选举其标准，MBOA 获得60%的支持，DS-UWB 获取40%的支持，两者都没有达到成为标准必须达到75%选票的要求。然而 2006 年初在夏威夷举行的IEEE 802 会议上标准化任务组宣布解散。随着工作组解散，何种标准能获胜就要看谁能得到市场的认可了。MBOA 方案的这类通信系统采用OFDM 技术，虽然符合FCC 对超宽带系统的定义
10、，但由于其接近常规的正弦系统，己经超出了冲激无线电的范畴。因此本文不对这类超宽带系统作专门的讨论，以后本文提到的超宽带系统，如不作特别说明，均指冲激无线电系统。(2)UWB 技术在国内发展及现状国内有关大学和研究机构对 UWB 无线通信系统的研究起步较晚，还没有完全具备UWB 产品的研发和生产的能力，缺乏该技术的自主知识产权8。我国在2001 年9 月初发布的“十五”国家863 计划通信技术主题研究项目中，首次将“超宽带无线通信关键技术及其共存与兼容技术”作为无线通信共性技术与创新技术的研究内容，鼓励国内学者加强这方面的研究工作9。2004 年我国将UWB无线电接入理论与关键技术列入国家自然科
11、学基金重点项目，加大研究力度且力求在该领域取得理论和关键技术的突破，构建UWB 无线通信网络演示系统，为新一代高速移动PAN 的构建奠定基础。国内通信行业也对 UWB 无线通信技术给予了极大的投入与关注。中国超宽带联盟还积极参与国际行业标准的制定工作。2004 年9 月，“中国超宽带无线技术论坛”在北京成立。海尔科技有限公司、创维集团、海信集团有限公司、中兴通讯股份有限公司等国内著名企业也对UWB 产生了浓厚的兴趣，并与国际企业合作积极参与UWB 技术的研发和商品化推广。1.4 超宽带收发机概述无线通信利用大气空间作为传输介质来实现信息传输。信息的传输是通过天线来辐射和接收的，而只有当天线的长
12、度与频率波长相比拟时，才能形成比较有效率的辐射和接收。高频信号在大气传输中不易衰减，为了实现远距离无线通信，很有必要将频率变换到高频进行传输。在无线通信收发机拓扑结构中，比较常用的结构有超外差式（super-heterodyne）、直接变频（Direct-Conversion）或者是零中频（Zero-IF）、低中频（Low-IF）和数字中频（Digital-IF）等。超外差式接收机尽管有比较好的接收性能，但需要片外滤波器以抑制镜像频率，增加了设备复杂性以及成本。零中频接收机结构中，本振频率等于载波频率，可直接将输入信号变换为射频信号。与超外差式结构相比较，零中频发射机结构具有以下特点：第一，只
13、需要通过一次频率变换，不需要片外的分立滤波器；第二，由于载波频率和本振频率相等，因此不存在镜像频率，比较适合于超宽带低成本低功耗系统的应用。低中频收发机结构性能和特点介于超外差式和零中频之间。数字中频结构与上述结构不同，输出中频信号直接由高速、高分辨率、低噪声性能的模数变换器（Analog-to-Digital Converter, ADC）采样，采样后由数字混频器进行I/Q解调、抽取、滤波，送往基带处理部分4。数字中频结构能有效的减少收发机中的模拟器件，有效避免I/Q信号的幅度不平衡、相位不平衡，具有简化收发机结构，易于集成等优点。 图1.2 超宽带收发射机结构无线通信系统中，发射和接收是可
14、逆的过程。由于来自基带处理部分的信号能量较强，降低了后续电路对噪声以及系统灵敏度的要求，所以发射机结构相对接收机结构较为简单。但发射机却是无线通信系统中功耗最大的，因为必须把信号以一定的能量通过天线辐射出去。因此为了降低收发机成本和功耗，如何实现在低电压低功耗条件下高性能的工作显得极为重要。超宽带收发射机简化结构图如图1.2所示，在接收端，来自天线的微弱射频信号通过前置滤波器选频，由低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA）放大，通过下混频器将频率变换到中频，最后通过基带处理电路，得到想要的数据信息。在发射端，数据信号通过数字信号处理器（Digital Signal Pro
15、cessing，DSP）处理，经由数模变换器转换为模拟中频信号，再经由上混频器与本振信号混频，本振信号由频率合成器产生，上混频后的信号通过相应的滤波器形成超宽带射频信号。射频信号由功率放大器放大到所需要的功率值后，由天线发射出去。1.5 本文的组织结构 本文分为四章，具体安排如下： 第1章简要的对超宽带技术进行概述，阐明了超宽带技术在应用方面的国内外现状。 第2章给出了本文提出的超宽带混沌UWB 载波通信系统的电路结构 第3章 给出了本文提出的超宽带低噪声高线性度放大器设计电路结构，对电路结构和仿真结果进行了适当的分析。第2章 三级级联Colpitts振荡超宽带混沌信号产生电路设计2.1 混沌
16、理论基础迄今为止，学者们对混沌尚无一个统一的定义，为大多数人所接收的数学上的定义有两个，一个是基于混沌运动轨迹的非周期性所作的，另一个是基于对初始条件的敏感依赖性所作的10。李天岩与约克在“周期 3 意味着混沌”11一文中提出了混沌的一种数学定义，即Li-Yorke 定义，如下：设连续的自映射：I I R，I 是R中的一个子空间，如果存在不可数的集合S I ，满足下列条件：(1) S 不包含周期点；(2) 任给 ， 则有(3)对任意 及f 的任意周期点PI ，有：则称 f 在S 上是混沌的。此定义中，前两个极限说明自己的点x, x S 相当分散又相当集中；第三个极限说明子集不会趋近于任何周期点
17、。由此定义，混沌系统应具有三个性质：一、存在可数无穷多个稳定的周期轨道；二、存在一个不可数集合，该集合只含有混沌轨道，且任何两个轨道既不会远离也不会趋近，而是两种状态交替出现，同时任一轨道不趋近于任一周期轨道； 三、混沌轨道具有高度的不稳定性。 还有一种定义是基于对初始条件的敏感依赖性而定义的1213：设 f (x)是-1，1上的连续映射，如果存在集合Y 1,1（Y 具有正的勒贝格测度）和实数 0，使得对于每个xY 和x的每个领域U ，存在着一个yU和n 0使：| f (x) f ( y) | 则称f 具有敏感依赖性。那么给定一个集合N 和映射f : N N ，如果满足以下条件，我们称f 在N
18、 上是混沌的：(1) f 对初始条件具有敏感依赖性。(2) f 是拓扑传递的，即状态在迭代下从一个任意小的邻域最终可以移动到其它任何邻域。也就是说，系统不能被分解为二个在f 下互不影响的子系统(二个不变的开子集)。(3)周期点在N 中稠密。这个定义明确了三件事，即混沌的不可预测性、不可分解性及存在约束不规则运动的多种规则性。从而说明混沌不是简单的无序，而是一种包含了有序的无序。所谓的不可预测性，如果初值具有一极微小的变化，在短时间内的结果还可以预测，但通过长时间的演化后，它的状态根本无法预测，即差之毫厘，失之千里，这就是著名的“蝴蝶效应“。所谓的(3)的意思是说混沌行为具有稠密的周期轨道，其运
19、动最终要落在混沌吸引子中，使其呈现出多种看似混乱无序却又具有规则的自相似图像。混沌吸引子中的运动能在一定的范围内按其自身的规律遍历每一条轨道，即不自我重复又不自我交叉。从事不同领域研究的科学家都是基于各自对混沌的理解进行研究并谋求各自的应用。不管对混沌的各种定义有何区别，混沌本质特征是相同的，综合起来有以下几点：(1)混沌具有内在随机性，是确定性系统内部随机性的反映，它不同于外在的随机性，系统是由完全确定性的方程描述，无需附加任何随机元素，但系统仍会表现出类似随机性的行为。(2)混沌具有分形的性质，各种奇怪吸引子都具有分形结构，有分数维来描述其特征。(3)混沌具有标度不变性，它是一种无周期的有
20、序，在由分岔导致混沌的过程中，遵循费根包姆常数系，这一常数是倍周期分岔走向混沌的普适性数值特征。(4)混沌现象具有对初始条件的敏感依赖性，只要初始条件稍有差别或微小扰动就会使系统的最终状态出现巨大的差异。因而，混沌系统的长期演化行为是不可预测的。正是由于混沌的上述特征，使得混沌在通信保密安全性方面有着极佳性能。混沌是由确定性系统产生的，也就是说混沌系统是确定的系统，是一个真实的物理系统；其次，混沌的表现是貌似随机，而不是真正的随机，系统每一时刻状态都受到前一时刻状态的影响，是确定出现的，而不是像随机系统那样随意出现，混沌系统的状态是可以完全重现的，这和随机系统不同。这意味着混沌是可以通过适当的
21、方法来调控的，而且也是可观测和可实现的。混沌也非周期运动和准周期运动，是非周期性的，但它具有良好的自相关性和宽频带的特点，类似噪声的特点，基于此正好用其掩盖所传送的通信信息，使这些信息看起来像是宽带的噪声一样，难于提取。对初始条件的极端敏感性说明混沌信号具有长期不可预测性，通信的保密性正要求这一点。另外，混沌也用于扩频通信中，也是利用混沌的宽带类噪声特性和它的初值敏感性，可以产生大量的具有良好伪随机性的混沌扩频序列来代替传统的m 序列。总的来说，混沌信号的时域随机特性和频域的宽带性是适合于保密通信和扩频通信的。2.2 多混沌载波超宽带系统Colpitts振荡电路是目前研究和应用广泛的三点式振荡
22、器，只要适当的选择电路参数，就能使Colpitts振荡电路进入混沌状态单一的Colpitts振荡电路3 dB带宽很小，利用驱动响应的思想，将多个不同谐振频率上的Colpitts振荡电路通过合适的方法级联起来，可获得更宽阔的频带使用三级级联Colpitts振荡器和由L、C构成的高通滤波器共同构成超宽带混沌信号产生电路，电路结构如图1所示，经仿真得到电阻R 输出的超宽带混沌信号波形及频谱分别如图2、3所示从图2可以看出输出的振荡信号在时域上没有周期性，明显具有类噪声的特性；图3显示产生的是超宽带混沌信号的对数频谱图，信号的频率分量从低频端到2 GHz以上的高频端，十分丰富，中心频率在1GHZ左右，
23、并且-1O dB带宽超过1.5 GHz，带宽比在1.5以上，满足FCC的超宽带信号的定义图1 超宽带混沌信号产生电路由于混沌信号具有初值敏感性，所以改变电路中元件的参数取值，这样描述系统的微分方程发生了变化，可以产生互相关性很低的不同混沌信号由于超宽带混沌信号具有很宽的带宽、良好的自相关性和很低的互相关性，所以不同混沌信号之间可以近似看作是正交的如果并行同时发送多路经 lO0 V混沌载波调制的信号，首先可以提高系统的传输速率，在接收端对信号进行相关解调就可以恢复数据；再者可以通过调节超宽带混沌信号产生电路中元件的参数值，使每路混沌载波的动力学特性各不相同，所以多路超宽带混沌载波的叠加结果具有更
24、为复杂的图2 超宽带混沌信号波形混沌动力学特征，大大加强了发射信号的随机特性，使得系统具有更好的抗截获能力利用上面产生的超宽带混沌信号作为载波可以构造新颖的超宽带系统，系统的发射机与接收机结构分别如图4和图5所示 2.3 发射机对于二进制数据bk(O，1)，k=0，1， ，+ ，先经过1-2 的变换分别转化为双极性信号1和-1，然后每m比特为一组，经过串并变换分成m路并行的数据，其中 = 1，2， ，m，j=0，1， ，+，且，再分别由m个互相关性很低的超宽带混沌载波进行调制，由于FCC定义的超宽带占用的频段为3.110.6 GHz，所以各路信号相加的结果再和载波d(t)相乘，经天线送人信道.
25、载波d(t)的频率可以在3.110.6 GHz上任意设定，灵活性较大，这样就能根据工作环境的需要，避开其它通信系统在3.110.6 GHz范围内使用的频段，减少系统间的相互干扰由上可知发射信号s(t)为：式中，为一帧的持续时间，所以1/是每路并行数据的信息速率，这样系统总的传输速率为1/2.4 接收机为了分析方便，不考虑多址干扰，设信道的冲击响应，信道中的噪声n(t)为加性高斯白噪声，且均值为零，双边功率谱密度为系统接收端使用相关接收机来解调信号发射信号s(t)经过信道传输，则接收的信号r(t)为：,然后接收信号先与载波d(t)相乘解调，再分别与m路UWB混沌载波进行相关运算得到：，接着对进行
26、判决得到的估计量，判决准则是： ，最后经过并串变换得到发送数据的估计量2.5 仿真与结果取m=10,即并行传输10路超宽带混沌载波，可以通过对电路中的元件赋10个不同的初值，每个不同的初值可以产生一路超宽带混沌信号作为载波不考虑多址干扰，假设系统可以良好的同步，令Ts分别等于0.1us、0.2us、0.5us、1us，这样对应的系统信息速率分别为100 Mbps、50 Mbps、20 Mbps、10 Mbps，取100 000个数据点，得到系统的误码率与信号噪声平均功率比的关系如图6所示从图中可以看出，系统具有较低的误码率，随着信息速率的提高，误码率逐步上升系统之所以可以达到较高的通信速率，主
27、要是因为超宽带混沌载波具有很大的带宽，再者宽带也增加了系统的保密性2.6 结束语通过驱动响应的办法，使用结构简单的三级级联Colpitts振荡电路产生了超宽带混沌信号，并利用它构造了多混沌载波超宽带系统，该系统具备很好保密性和抗截获特点，能够达到较高的通信速率和理想的误码率，具有很好的应用第3章 2.4GHz低压低噪声高线性度的LNA电路设计在本章节中，将会设计一个单端电路和一个差分电路。为了在满足低噪声的前提下，实现高线性度，本章将会提出一个技术来提高电路的线性特性。在这里必须提出一个很重要的概念，在射频电路的设计中，低噪声放大器（或者是其他前级电路）的电压增益是不能太高的射频放大器的增益一
28、般在10dB到20dB之间。10dB增益相当于将信号放大3.16倍，20dB相当于将信号放大10倍。如果低噪声放大器放大倍数过大，其输出信号太大，下一级混频器就会出现严重的失真问题；如果低噪声放大器的线性度过小，输入信号过大，低噪声放大器就会输出一个失真的信号。当一个射频信号较小时，就要求低噪声放大有一个很好的噪声特性，当射频信号较大时，就要求低噪声放大器有一个较好的线性度。如果接收机所处的环境的信号强度在不同的时间或者不同的地点相差一个较大的量，则需要一个可控增益的低噪声放大器。可控增益低噪声放大器不在本文的研究范围内，因此不作详细论述。在本章节中将会设计一个参数设计灵活的低噪声差分电路，和
29、一个高线性度的单端低噪声放大器。3.1 工艺库的元器件在集成电路的设计中，特别是射频电路的设计中，电路中使用的元器件都是有很多特定的要求的。在射频晶体管中，只能使用几种规格的MOS管，不同的晶体管有不同的特性，都会影响到电路设计的噪声特性。并且晶体管的尺寸也不是连续的，因而实现最小噪声的晶体管宽度只能使用接近理论计算得到的尺寸。电路中使用的电感和电容，占用大量的版图面积，在设计的过程中应该尽量避免电感电容的使用。在设计的过程中，问题最大的是电感值的确定，因为每两种规格的电感值都相差一个比较大的量，为了满足设计要求，在某些情况下，就不得不改变晶体管的尺寸来实现其他的设计要求。3.2 差分casc
30、ode电路3.2.1 差分电路的设计在射频集成电路的设计中，只能选择额定参数的元器件，这为电路的设计带来了很多不必要的麻烦。因此使用了一种差分电路来解决这个问题。如图3-1。图3-1 共源级电路交叉结构为了分析这个电路在器件参数选择上带来的好处，将图3-1简化为图3-2。图3-2 共源级电路交叉结构图设M1、M2管的参数相同，M3、M4管的参数相同；M1、M2的跨导为，M3、M4的跨导为；M1、M2的栅源电容为，M3、M4的栅源电容为。则差分电路的输入阻抗可以表示为： (3.1)在调节参数的过程中，为了实现噪声和输入同时匹配，输入阻抗的实部必须为信号源内阻（50）。由上式可知，阻抗实部由上式最
31、后一项提供。为了实现系统的最小噪声，主放大管M1、M2的宽长比不能改变，当源极电感只能取到某一个值时，而且偏离理想值不是很大时，可以通过调节M3、M4的宽长比来实现输入阻抗实部的匹配。然后再调节Lg以达到最佳匹配。这种电路结构的噪声比传统电路结构稍大，但其它指标都没有恶化。本节使用的电路结构，如图3-3。图3-3 本文使用的差分结构3.2.2 差分电路的电路级仿真使用Cadence Spectre RF工具仿真结果如下。图3-4 差分电路S参数仿真图3-5 噪声仿真结果图图3-6 1dB压缩点图3-7 三阶交调点IIP3图3-4的S11达到-27.7dB，说明电路具有很好的输入匹配，而输出匹配
32、不是很理想，只有-15.8dB。该电路的增益由S21给出，增益较高，达到17.17dB。在输入端得到很好的匹配时，图3-5的噪声曲线说明了在2.4GHz附近，系统噪声接近最低噪声，这说明了在引入两个辅助管后，差分电路仍然可以实现SNIM（噪声匹配和输入匹配同时实现）技术。差分电路没有经过线性度的优化，所以保持在一个较低的值，1dB压缩点为-18.99dBm，三阶交调输入点为-8.68dBm。该电路的工作电压为1.8V，消耗的功率为11.23mW。3.3 单端cascode电路3.3.1 单端电路的设计本文使用了三种设计技术，一是输入和噪声同时匹配的设计技术，这一在上述的章节中提出来并得到了理论
33、的计算。在这将会介绍第二种技术和第三种技术，即低电压设计和高线性度的设计。共源共栅电路结构是一个得到了广泛应用的电路结构。使用CSM025RF工艺库，其特征尺寸为0.25um，使用经典共源共栅结构是很难满足低电压设计的要求。在本文的题目要求中，电源电压的要求是不大于2.5V。而在这，将会使用一种电路，这种电路可以大大地降低电源电压。本文所提出的电路结构如图3-8所示。该电路中使用了1V的电源电压。图3-8 本文使用的低电压共源共栅电路结构由图3-8可知，M1、M2管的源漏分别通过电感接入地和电源电压，可以保证两个晶体管都能工作在饱和区。经典的共源共栅电路为了保证电路中的晶体管都能工作在饱和区，
34、电路的电源电压一般都要设置在一个比较高的值，这将会增加电路的功耗，随着工艺技术和数字芯片的不断发展，要求电路工作在一个很低的电压之下。传统的共源共栅电路将不能满足这样的设计要求。而且在同一个系统电路中使用双电源，增加了电路的设计规模、设计难度，也增加了成本。本文使用的电路结构，将会在很大程度上降低电路的工作电压。在本设计中使用的电源电压为1V。为了实现高线性度设计，通常需要改变电路的结构。但是从三阶交调或者1dB压缩点的表达式，可以看到线性度和有关。如果能够提高这个比值，线性度将会得到提高。通过实验证明了偏置电压的不同，输出端电流的频率特性也不一样。在这里是一阶频率项（2.4GHz），是三阶频
35、率项（7.2GHz）。图3-9所示是一个用于仿真NMOS最佳偏置电压的仿真电路图，这个电路图是图3-8一部分，唯一不同的是在输入端扫描了输入偏置电压，在输出端进行了频率分析。图3-9 NMOS线性度验证实验电路截图图3-10 NMOS线性度验证实验仿真曲线图3-10 中，“powin”是输入端的偏置电压，它的扫描范围为0.4V1V。第一条曲线为输出端电压的一阶频率项，第二条曲线为三阶频率项，第三条曲线为。从图3-10中，可以知道，在偏置电压为565mV时，的比值最大。图3-11是一个用于仿真PMOS最佳偏置电压的仿真电路图。图3-12为仿真曲线。图3-11 PNMOS线性度验证实验电路截图图3
36、-12 PMOS线性度验证实验仿真曲线从图3-12中，VDC是偏置电压，当VDC=0.93V时PMOS的线性度最优化。为了简化电路结构，PMOS的偏置电压取-1V。从图3-10和图3-12可以知道，NMOS的偏置电压在550mV到600mV的范围内，仍然保持在一个很高的值。在设计的过程中令PMOS偏置电压为-1V，对NMOS偏置电压为550mV、580mV和600mV各个电路参数进行了仿真。得出的结果表明，在偏置电压为550mV时，电路的线性度得到了很大的提高，可是由于偏置电压过低，第一级放大电路的跨导过小，造成电路的总体增益较低。这三组的仿真参数如表3-2所示。表3-1 550mV、580m
37、V、600mV 的电路仿真结果参数550mV580mV600mVS11(dB)-22.74-21.73-26.73S12(dB)-30.01-30.62-31.21S22(dB)-15.68-23.45-24.57S21、Gain(dB)11.3114.2714.78NF(dB)1.6861.3031.232Fmin(dB)1.6431.2151.1291dB(dBm)-8.243-12.87-14.17IIP3(dBm)0.5980.586-2.83工作电压(V)111功耗(mW)7.7328.1438.473.3.2 单端电路的电路级仿真通过上述的实验，可以知道，在本文使用来的技术中，增益
38、和线性度成为了最主要的矛盾。为了平衡噪声、增益、线性度，最后选择了NMOS偏置电压为580mV和PMOS管偏置电压为-1V的电路参数。仿真结果如图3-13到3-16。图3-13 单端电路S参数仿真电路的性能仿真是在Cadence环境下应用SpectreRF仿真器得到的。低噪声放大器的输入输出匹配情况、电路增益、电路隔离度都可以由S参数仿真得到。如图3-13。从S21的曲线图还可以知道，本设计的电路的带宽较高，3dB带宽约为300M；在2.4GHz的频率附近功率增益达到最高，达到14.27dB（约5.17倍）；输入输出在2.4GHz处得到很好的匹配，分别为-21.73dB和-23.45dB；隔离
39、度为-30.62dB。图3-14 单端电路Fmin和NF图3-14是电路的噪声仿真结果图，由仿真图可以知道，电路的最小噪声是随着电路的工作频率的增加而提高的，这就说明了设计一个频率越高的射频电路难度越高。从电路的噪声曲线可以知道，在本文研究的2.4GHz频率点处，电路的噪声达到最低，噪声达到最低的频率点又是输入匹配到最好的点，这就说明了本文的电路结构实现了噪声和输入同时匹配的技术要求。系统的噪声系数为1.303dB，比最小噪声大不到0.1dB。图3-15 单端电路1dB压缩点（-12.8dBm即输入电压约为71mV）图3-16 单端电路三阶交调点（0.586dBm即输入电压为338mV）从图3
40、-15和图3-16可以看到，电路的1dB压缩点达到了-12.8dBm，比普通的应用技术-20dBm高约7dBm。这大大提高了电路的线性度。虽然1dBm压缩点比偏置电压为550mV时低4dBm。但是这个电路参数的三阶交调点为0.586dBm，仅比550mV偏置电压电路的0.598dBm小不到0.1dBm。最后选定的电路的噪声和增益都比550mV偏置电压下的电路好。（在50匹配下，0dBm的输入电压范围约为316mV，-13dBm的输入电压范围约为70.8mV，-40dBm的输入电压范围约为3.16mV。）3.3.3 单端电路的版图设计、提取及后模拟在RF IC的设计中，版图的设计是十分重要的。L
41、NA的版图设计，要从减小寄生、隔离干扰等方面进行。在射频电路中，电感占用了很大部分的电路面积，因此为了减小芯片面积，在版图的设计中，需要合理的放置电感的位置和方向。版图的设计必须满足工艺库的设计规则要求，需要进行DRC，即设计规则检查。设计规则没有错误后即可进行版图提取和LVS（即电路图、版图一致性检查）。LVS通过后，就可以进行电路的后模拟仿真。本文的单端电路的版图截图如图3-17。图3-17 单端电路的版图截图从图3-17可以看到，电感占据了整个芯片的大部分面积。为了减小电路的版图面积，在模拟电路设计中，应该尽量减小电路中电感的使用个数。这是和数字电路的减小版图面积一个很重要的区别。图3-
42、18 版图提取截图对图3-17 的版图进行版图提取，就可以得到图3-18的结果。版图面积约为400um*500um。前面的电路级仿真、版图设计、DRC、版图提取都是为最后的后模拟作准备的。后模拟更能反映我们所设计的芯片接近现实的特性曲线。图3-19是本文的单端电路的后模拟仿真电路图。图3-19 后模拟仿真电路图图3-20 后模拟S参数结果图比较图3-20和图3-13，可以看出电路级仿真和后模拟的仿真结果有所区别，但是相差不大。参数的恶化小于0.5dB。后模拟电路仍然保持了很高的增益和良好的匹配。图3-21 后模拟噪声仿真图图3-22 后模拟1dB压缩点3-23 后模拟三阶交调点从图3-21到图
43、3-23，可以知道，电路的特性比电路级仿真结果都有变化，但是变化不大，都能满足设计的要求。3.4 电路级仿真和后模拟仿真总结表3-2 电路仿真与后模拟的仿真结果比较参数电路级仿真后模拟仿真S11(dB)-21.73-20.65S12(dB)-30.62-30.27S22(dB)-23.45-24S21、Gain(dB)14.2714NF(dB)1.3031.325Fmin(dB)1.2151.2441dB(dBm)-12.87-13.3IIP3(dBm)0.586-0.79从表3-2 的结果比较可以得到一个更符合现实的仿真结果。在仿真结果中，后模拟的各项指标都有了小量的下降，这是正确的。通过版
44、图设计，最后的电路中会引入了很多寄生参数，在电路级的设计中是无法预测的。从后模拟的仿真结果可以知道，电路的指标仍然很高，满足设计要求。3.5 与其它电路的比较表3-3 各种电路的参数比较参数本文研究（单端）文献6文献10文献11中心频率2.36GHz2.2GHz2.47GHz2.45GHzS11(dB)-20.65-13-10.62-14.2S12(dB)-30.27-30-27.3NAS22(dB)-24NA-9.6NAS21、Gain(dB)148.418.915.1NF(dB)1.3251.922.02.88IIP3(dBm)-0.79-2.552.422.2工作电压(V)11.81.5
45、3功耗(mW)8.116.2（差分）6.4524.3工艺技术CMOS0.25umCMOS0.35umCMOS0.18umCMOS0.25um从表3-3 可以发现，本文设计的电路，在噪声、线性度、增益、匹配情况、电路功耗上都有优势。电路的各项指标都有一定的矛盾性，在本文使用的电路结构中，电路的线性度和增益成为了设计的最要矛盾。本文的电路电源电压低，是使用了折叠式的共源共栅电路结构的缘故。匹配情况、噪声特性比表3-3中列出的文献都要好，一方面是牺牲了部分的线性度，另一方面是对电路参数进行了多次的调节。在电路的设计过程中将理论推导和实际应用相结合，最终得到了一个低噪声、高线性度的电路。与其他文献中设
46、计的低噪声放大器相比，本文设计的电路，工作电压、功耗和噪声都很低，这是本设计的特点；线性度略低于文献61011。另外，在本文中，噪声匹配和输入匹配都做得很好，说明了在本设计中SNIM技术得到了很好的利用。电路的中心频率偏移了40MHz，偏移量较小。本文能实现这么高的指标参数，一方面通过了大量的噪声理论研究推导得出的设计方法，和不断地调节电路参数得到的；另一方面是由于设计条件的制约，本设计的低噪声放大器不能经过流片，电路的参数都是从仿真工具中得到的，这样的仿真结果会比实际的电路略高。40结束语 本文利用驱动响应的思想，设计了三级级联Colpitts振荡超宽带混沌信号产生电路该电路结构简单，经仿真电路产生的混沌信号频谱分量丰富，带宽符合FCC的超宽带信号的定义使用该电路可以构造新颖的多混沌载波超宽带系统，给出了通信发射机和接收机的结构，并对不同通信速率下的系统误码率进行了仿真，结果表明该系统可以根据工作环境，灵活设定工作频段，在射频高通信速率下具有较低的误码性能，并且具备高保密性和低截获率等优点。 并研究在功耗限制和低电压条件下低噪声放大器获得高线性度、低噪声的方法。通过理论计算和实验仿真，得到了实现该设计要求的方法。在本文中主要使用了
