自控课程设计论文基于SG3525的双闭环直流脉宽调速系统设计.doc

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1、广 东 石 油 化 工 学 院 计算机与电子信息学院自动化系电气工程及其自动化专业电 力 拖 动 自 动 控 制 系 统 运 动 控 制 系 统课 程 设 计题 目：基于SG3525的双闭环直流脉宽调速系统设计班 别 电气07-2班 姓 名 学 号 指导老师 专业主任 日 期 基于SG3525的双闭环直流脉宽调速系统设计一、引言近年来，随着科技的进步，电力电子技术得到了迅速的发展，直流电机得到了越来越广泛的应用。直流它具有优良的调速特性，调速平滑、方便，调速范围广；过载能力大，能承受频繁的冲击负载，可实现频繁的无极快速起动、制动和反转；需要能满足生产过程自动化系统各种不同的特殊运行要求，从而对

2、直流电机的调速提出了较高的要求，改变电枢回路电阻调速、改变电枢电压调速等技术已远远不能满足要求，这时通过PWM方式控制直流电机调速的方法应用而生。 采用传统的的调速系统主要有以下缺陷：模拟电路容易随时间漂移，会产生一些不必要的热损耗，以及对噪声敏感等。而在用了PWM技术后避免了以上缺陷，实现了用数字方式来控制模拟信号，可以大幅度降低成本和功耗。另外，由于PWM调速系统的的开关频率较高，仅靠电枢电感的滤波作用就可获得平稳的直流电流，低速特性好；同样，由于开关频率高，快速响应特性好，动态抗干扰能力强，可以获得很宽的频带；开关器件只工作在开关状态，主电路损耗小，装置效率高，PWM具有很高的抗噪性，且

3、有节约空间、比较经济等特点。第二章 直流脉宽调速系统2.1直流电动机的PWM控制原理 脉宽调制（Pulse Width Modulation）简称PWM控制技术，是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过控制脉冲宽度或周期达到变压目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术。快速电力电子器件功率晶体管（GTR）、可关断晶闸管（GTO）等按PWM技术构成的直流斩波电路如下图2-1(a)所示。图(b)为相应输出波形。 图2-1 PWM斩波器原理图及波形 图（a）原理图 图（b）输出电压波形图这种DC-DC直流功率变换电路广泛应用于开关稳压电源、UP

4、S以及步进电动机、直流电动机调速系统中，与晶闸管电动机系统相比，PWM调速系统有下列优点：（1）由于开关频率高，仅靠电动机电枢电感的滤波作用就能获得脉动很小的直流电流，电枢电流容易连续，系统低速运行稳定，电机损耗和发热小。（2）调速范围宽，可达1:10000。（3）系统频带宽，因此快速响应性能好，动态抗干扰能力强。（4）主电路器件工作在开关状态，主电路能耗小，装置效率高，系统的功率因数较高。如上图2-1（a）中，假定开关管V1先接通T1秒（忽略V1的管压降，电源电压U全部加到电枢上），然后关断T2秒（这期间电枢端电压为零）。如此反复，则电枢端电压波形上图（b）所示。电枢电压的平均值： 式中：为

5、一个周期中，开关管V1导通时间所占的比率，称为负载率或者占空比，使用下面三种方法中的任何一种，都可以改变值，从而达到调压目的：1、定宽调频法：保持不变，使在0范围内变化。2、调宽调频法：保持不变，使在0范围内变化。3、定频调宽法：T1+T2=T保持不变，使在0T范围内变化。不管哪种方法，的变化范围均为01，因而电枢电压平均值的调节范围为0,均为正值，即电机只能在一个方向调速。当需要可逆调速时就要使用图2-2（a）所示桥式（或称H型）斩波电路。图2-2 桥式PWM斩波器原理图及波形（a）原理图 （b）输出电压波形 图2-2中开关管、是同时导通同时关断的，、也是同时导通同时关断，但与、与不允许同时

6、导通，否则电源直通短路。设、先同时导通秒后同时关断，间隔一定时间（为避免电源直通，该间隔称为死区时间）之后，再试、同时导通秒后同时关断，如此反复，则电枢端电压波形如图2-2（b）所示电枢电压平均值为:由于01，故Ud值的调节范围+，因而电机可以正、反两个方向调速。图2-3 两种斩波器的输出电压特性图2- 3给出了两种PWM（不可逆调速与可逆调速）斩波电路电枢端电压平均值的特性曲线。Ud =f()。控制占空比也就控制了电机的转速。 2.2脉宽调制变换器PWM变换器的作用是：用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转

7、速。PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类。可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路。这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种。由于本设计采用双极式控制，这里只着重分析最常用的双极式控制的桥式可逆PWM变换器。PWM变换器电路有多种形式，可分为不可逆和可逆两大类，下面分别阐述其工作原理。2.2.1不可逆PWM变换器 由功率管VT组成的简单不可逆变换器示于图2-4，电源电压由交流电源经不控整流电路供电，加在调制管与直流电动机电枢绕组串联电路上，电容C的作用是消除直流供电线路上的谐波电流

8、对主电路的干扰。二极管D是在关断时为电枢回路提供释放电感储能的续流回路。导通与关断由基极脉宽调制信号控制，调制信号由脉冲宽度调制器产生。（a）原理图 （b）电压和电流波形图2-4 简单的不可逆PWM变换器由图可知，调制信号在一个周期内，当0tton时，为正电平，饱和导通，电源电压通过加到电动机电枢绕组两端。当tontT时为负电平，V截止关断，电枢失去电源电压，经D续流。在一个周期内电枢得到的平均电压 （为占空比），改变占空比即可调节电动机的转速。图2-4（b）给出了稳态时电枢端电压以及电枢电流的波形。由图可见稳态电流是脉动的，其平均值等于负载电流。下面对电流连续情况进行分析为简化起见，假定、二

9、极管D均具有理想开关特性，无惯性，无损耗，即开关状态的转换在瞬间完成；供电电源为理想恒压源；在不同工作状态下电枢回路电阻R及电感L为常数；开关周期T远小于机电时间常数并忽略开关周期内电机转速N和反电动势E的变化。 当电动机的平均电磁转矩与负载转矩平衡时，电枢电流重复出现周期性变化，即准稳态。而稳态时的电枢回路电压平衡方程式：可知电枢电流平均值为:下面分析电枢电流的脉动状态。图2-5给出了主电路的等效电路，对应电压平衡方程为: （a）V导通时（b）V截止时 图2-5 不可逆PWM变换器等效电路 其中R和L分别是电枢回路的总电阻和总电感。电流连续时，由(2-1)式和（2-2）式可求出电流和,给出它

10、们的电流波形如图所示。 图2-6 电枢电流变化曲线当开关频率f较高，可忽略开关周期内的变化，用平均压降代替电枢电阻上的瞬时压降，式（2-1）和式（2-2）可近似为这时都近似成常数，相当于图中用直线来代替按指数规律变化的电流曲线。由式（2-3）和式（2-4）可得出： 式（2-5）表明，电流脉动量是随占空比值变化的。且电流脉动量的最大值出现在=1/2时，系统稳态时，系统机械特性表达式为： 调节占空比可得到一族平行线。如下图 图2-7 不可逆系统的开环机械特性 在简单的不可逆电路中电流id不能反向，因而没有制动能力，只能单象限运行。需要制动时，必须为反向电流提供通路，如图2-8所示的双管交替开关电路

11、。当VT1导通时，流过正向电流 +id，VT2导通时，流过 -id。应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在第一、二象限，因为平均电压并没有改变极性。图2-8 有制动功能的不可逆PWM变换器电路原理图 图2-8所示电路的电压和电流波形有三种不同情况，无论何种状态，功率开关器件VT1和 VT2的驱动电压都是大小相等、极性相反的，即Ug1 =-Ug2。在一般电动状态中，id始终为正值(其正方向示于图2-8中)。在0tton时，Ug1为正，VT1导通，Ug2为负，VT2关断。此时，电源电压Us加到电枢两端，电流id沿图2-8中的回路1流通。在tontT时，Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT

12、2却不能立即导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降(其极性见图2-8)给VT2施加反压，使它失去导通的可能。因此，实际上是由VT1 和VD2交替导通，虽然电路中多了一个功率开关器件VT2，但并没有被用上。一般电动状态下的电压和电流波形也就和简单的不可逆电路波形完全一样。2.2.2可逆PWM变换器 电机可逆运行时，需要向电机电枢提供。可逆变换器按主电路结构不同可分为T型和H型两种。如图所示（a）T型 （b） H型图2-9 可逆变换器主电路 T型电路需要正负对称的双极性直流电源，功率开关管要承受两倍的电源电压，在相同的直流电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半，效率较低

13、，故实际应用的大部分是H型可逆电路。由于本设计也采用双极式控制，这里只着重分析最常用的双极式控制的桥式可逆PWM变换器。（1）双极式控制方式：正向运行： 第1阶段，在0tton期间，Ug1、Ug4为正， VT1、VT4导通，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，电流id沿回路1流通，电动机M两端电压UAB =+Us； 第2阶段，在tontT期间，Ug1、Ug4为负， VT1、VT4截止， VD2 、 VD3续流， 并钳位使VT2、VT3保持截止，电流id沿回路2流通，电动机M两端电压UAB =-Us；反向运行： 第1阶段，在0tton期间，Ug1、Ug4为负，VT2、VT3截止， VD1、V

14、D4 续流，并钳位使 VT1、VT4截止，电流-id沿回路4流通，电动机M两端电压UAB =+Us；第2阶段，在tontT期间，Ug2、Ug3为正， VT2、VT3导通，Ug1、Ug4为负，使VT1、 VT4保持截止，电流-id沿回路3流通，电动机M两端电压UAB =-Us；输出波形： 双极式控制可逆PWM变换器的输出波形如图2-10和图2-11所示。图2-10 双极式控制可逆PWM变换器的正向电动运行波形 图2-11 双极式控制可逆PWM变换器的反向电动运行波形（2）输出平均电压：双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为 (2.3)式中 = ton/T为 PWM 波形的占空比，改变 (01

15、)即可调节电机的转速，若令= Ud/Us为PWM电压系数，则在双极式控制的可逆变换器中，= 2 -1。 （3）调速范围：调速时，的可调范围为01，-1+1，。当 0.5时，为正，电机正转；当 0.5时，为负，电机反转；当 = 0.5时，= 0，电机停止。当电机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。（4）双极式控制的桥式可逆PWM变换器的优点： （1）电流一定连续。 （

16、2）可使电机在四象限运行。 （3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。 （4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20000左右。 （5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通 。 （5）双极式工作制机械特性表达式： 式中、的定义与不可逆电路的相同。电磁转矩 Cm = KmFN 电机在额定磁通下的转矩系数； no =Us / Ce 理想空载转速，与电压系数成正比。所描述的机械特性如图2-12所示 图2-12 双极式工作制机械特性2.3 电能回馈与泵升电压的限制图2-13所示是桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图。PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管

17、整流器产生，并采用大电容C滤波，以获得恒定的直流电压Us。由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电阻Ro(或电抗)，合上电源以后，延时用开关将Ro短路，以免在运行中造成附加损耗。滤波电容器往往在PWM装置的体积和重量中占有不小的份额，因此电容器容量的选择是PWM装置设计中的重要问题。滤波电容的计算方法可以在一般电工手册中查到，但对于PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两

18、端电压升高，称作“泵升电压”。电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压Usm，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用图2-13中的镇流电阻Rb来消耗掉部分动能，Rb的分流电路靠开关器件VTb在泵升电压达到允许数值时接通。对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把多余的能量逆变后回馈电网。图2-13 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图第三章 基于SG3525的PWM控制直流调速系统控制电路设计3.1 SG3525集成电路脉宽调制器3.1.1SG3525芯片

19、介绍 随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司(Silicon General)推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级。下面我们对SG3525特点、引脚功能、工作原理以及典型应用进行介绍。SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电

20、流环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。3.1.2 SG3525的引脚功能：图3-1 SG3525引脚 (1) Lnv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端(引脚9)相连，可构成跟随器。 (2) Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端(引脚9)之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。 (3) Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端

21、。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。 (4) OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。 (5) CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。 (6) RT(引脚6)：振荡器定时电阻接入端。 (7) Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。 (8) SoftStart(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只5的软启动电容。 (9) Compensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。 (10) Shutdown(引脚10)：外部关断信号输

22、入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。 (11) OutputA(引脚11)：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 (12) Ground(引脚12)：信号地。 (13) Vc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。(14) OutputB(引脚14)：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。 (15) Vcc(引脚15)：偏置电源接入端。 (16) Vref(引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。3.1.3SG3525的工作原理：SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内

23、，无须外接分压电阻。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。SG3525的软启动接入端(引脚8)上通常接一个软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM锁存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时

24、，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。图3-2 SG3525内部结构图外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shut down(引脚10)上的信号为高电平时，PWM锁存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shut down引

25、脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM锁存器才被复位。SG3525采用恒频脉宽调制控制方案,适合于各种开关电源,斩波器的控制。其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等,并含有欠压锁定电路,闭锁控制电路和软起动电路。采用集成芯片产生PWM 信号进行控制具有线路较为简单，易于控制，无需编程等特点

26、，是目前PWM常用的方法。美国硅通公司的SG3525是性能优良，功能齐全，通用性强的单片集成PWM 控制器。脉宽调制信号由SG3525产生。如图3-2所示： 主要由以下部分组成： (1) 基准电压调整器。基准电压调整器输出电压为5.1 V，且有短路保护。它供给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。(2) 振荡器。振荡器的振荡回路由电阻和电容元件构成，改变充电电容的大小即可改变锯齿波的频率，即振荡器的振荡频率。此电路中，RS放电电阻较小，所以形成的锯齿波波形后沿较陡。(3) 误差放大器及补偿输入误差放大器是差动输入的放大器，本电路在补偿端9引入幅值可调的ACR的输出信号。(4) 锁存器。锁

27、存器接收比较器的输出信号，它有关闭电路和振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作， 即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一个周期时钟信号使锁存器复位为止。另外，由于PWM锁存器将比较器来的置位信号锁存，消除了系统所有的跳动和振荡信号。只有在下一个时钟周期才能重新复位.有利于提高可靠性，经过锁存器的输出为PWM。 (5) 输出11, 12及14端连结在一起，由13端输出信号，这样就保证了13端的输出与锁存器的输出一致。振荡器产生近似的锯齿波，锯齿波的频率由和振荡器相连接的外接的电阻电容决定，同时对应于锯齿波的下降沿产生一时钟脉冲CP；在时钟脉冲CP的作用下，分相器（

28、T触发器）的两输出端产生两相位相反的方波信号，其频率是锯齿波频率的一半；误差放大器是差动输入放大器，同相输入端端2接给定电压，闭环控制制时反向输入端1接反馈电压，端9和端1之间接入适当的反馈网络构成调节器可满足系统动静特性的要求；外加于端9的信号和误差放大器的输出叠加于比较器的一反向输入端，比较器的同相输入端加振荡器产生的锯波信号，这样比较器的输出端产生PWM 信号，改变外加于端9 的信号或来自于端2的反馈信号或端1的给定信号均可改变PWM 信号的占空比；内部PWM 锁存器可以使关闭更可靠；两个输出级结构是一样的，门电路输出上侧为或非门，下侧为或门，门电路的输入A端，C端和D端所加的信号是一样

29、的，分别是欠压锁定输出，时钟脉冲CP 和来自锁存器的PWM信号，分相器的两输出端分别加到两输出级的门电路B 端，由于分相器输出两相位相反的方波。因此芯片两对外输出端输出的是两波形一样而相位相差180的PWM信号，而且频率是比较器产生的PWM信号的一半。此外，集成电路SG3525还有欠压锁定电路、闭锁控制电路和软起动电路。3.2逻辑延时环节主电路功率开关管的控制所需要信号是对角上两管控制信号相同，而同一桥臂上的控制信号相反。这样主电路需要两路互为反向的控制信号。SG3525的13端的输出信号作为一路信号，其经过一反向器后作为另一路信号即可满足所需。虽然目前的工艺水平可以使电力电子半导体开关器件开

30、关频率做得很高，但其导通和关断仍会占用一极短的时间，控制信号消失的瞬间并不意味着功率开关管就真正关断。假如一功率开关管的控制信号刚消失的同时给同一桥臂另一功率开关管加控制信号很可能造成同一桥臂的两管子同时导通而形成对电源短路。为了避免这种情况发生，设置了逻辑延时环节。逻辑延时环节的二极管使低电平信号或说负信号照样通过R和C延迟高电平信号向后传送的时间。这样就可以保证一功率开关管可靠关断后再给与其同一桥臂上的功率开关管加高电平信号，避免其同时导通。电路连接图见图3-3所示。图3-3 SG3525控制及延时电路3.3隔离及驱动电路驱动电路是电力电子主电路与控制电路之间的接口，是电力电子装置的重要环

31、节，对整个装置的性能又很大的影响。采用性能良好的驱动电路，可使电力电子器件工作在较理想的开关状态，缩短开关时间，减小开关损耗，对装置的运行效率、可靠性和安全性都有重要意义。另外，对电力电子器件或整个装置的一些保护措施也往往就近设在驱动电路中，或者通过驱动电路来实现，这使得驱动电路的设计更为重要。驱动电路是将控制电路产生的PWM信号加以隔离、放大，形成驱动主电路中各开关器件的驱动信号。在本脉宽调速装置中主电路是强电，控制电路属弱电，控制电路对主电路进行控制时就需要隔离环节，SG3525产生的PWM信号较小，不能直接驱动大功率的开关管，所以要加上驱动环节，在这里将重点介绍下典型全控型器件中的电压型

32、驱动电路MOSFET和IGBT。1.电力MOSFET的驱动电路电力MOSFET和IGBT都属于电压驱动型器件，电力MOSFET的栅源极之间和IGBT的栅射极之间都有数千皮法的左右的极间电容，为快速建立驱动电压，要求驱动电路具有较小的输出电阻，使MOSFET开通的栅源极间驱动电压一般取1015V，使IGBT开通的驱动电压一般1520V。同样，关断时施加一定幅值的负驱动电压（一般取-5-15V）有利于减小关断时间和关断损耗。在栅极串入一只低值电阻（数十欧左右）可以减小寄生振荡，该电阻阻值应随被驱动器件电流额定值的增大而减小。 在本设计中，直流脉宽调速系统所用的隔离及驱动电路是电力MOSFET的一种

33、驱动电路，如图3-4所示：图3-4 电力MOSFET的驱动电路 图3-4给出的这种电力MOSFET的驱动电路，它也包括电气隔离和晶体管放大电路两部分。当无输入信号时高速放大器A输出负电平，V3导通输出负驱动电压。当有输入信号时A输出正电平，V2导通输出正驱动电压。电力MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的第一个显著特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小。其第二个显著特点是开关速度快，工作频率高。另外，电力MOSFET的热稳定性优于GTR，但是电力MOSFET电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kw的电力电子装置。此外，专为驱动电力MOSFET而设计的混合集成电路有三菱公司的

34、M57918L，其输入信号电流幅值为16mA，输出最大脉冲电流为+2A和-3A，输出驱动电压+15V和-10V。 IGBT的驱动多采用专用的混合集成驱动器，常用的有三菱公司的M579系列（如M57962L和M57959L）和富士公司的EXB系列（如EXB840、EXB841、EXB850和EXB851）。同一系列的不同型号其引脚和接线基本相同，只是适用被驱动器件的容量和开关频率以及输入电流幅值等参数有所不同。2. 过流保护 过电流分为过载和短路两种情况，同时采用几种过电流保护措施，可提高可靠性和合理性。电子电路作为第一保护措施，快熔仅作为短路时的部分区段的保护，直流快速断路器整定在电子电路动作

35、之后实现保护，过电流继电器整定在过载时动作。全保护：过载、短路均由快熔进行保护，适用于小功率装置或器件裕度较大的场合。短路保护：快熔只在短路电流较大的区域起保护作用。对重要的且易发生短路的晶闸管设备，或全控型器件，需采用电子电路进行过电流保护。常在全控型器件的驱动电路中设置过电流保护环节，响应最快 。 3对驱动电路的要求可归纳如下： （1）IGBT与MOSFET 都是电压驱动，都具有一个2.5 5V的阈值电压，有一个容性输入阻抗,因此IGBT对栅极电荷非常敏感故驱动电路必须很可靠，要保证有一条低阻抗值的放电回路，即驱动电路与 MOSFET 的连线要尽量短。 （2）用内阻小的驱动源对栅极电容充放

36、电，以保证栅极控制电压，有足够陡的前后沿，使MOSFET的开关损耗尽量小。另外, MOSFET开通后，栅极驱动源应能提供足够的功率，使MOSFET不退出饱和而损坏。 （3）驱动电路要能传递几十kHz 的脉冲信号。 （4）在大电感负载下, MOSFET 的开关时间不能太短，以限制出 di/dt 形成的尖峰电压，确保MOSFET的安全。 （5）由于MOSFET在电力电子设备中多用于高压场合，故驱动电路与控制电路在电位上应严格隔离。 （6） MOSFET的栅极驱动电路应尽可能简单实用，最好自身带有对MOSFET的保护功能，有较强的抗干扰能力。3.4转速、电流双闭环设计3.4.1转速、电流双闭环调速系

37、统的组成图3-5所示为转速、电流双闭环调速系统的原理框图为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套(或称串级)联接，如图3-5所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环（表示限幅作用) 图3-5 转速、电流双闭环调速系统原理图为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图如图3-5所示，图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极

38、性，它们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。图中还表示了两个调节器的输出都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。3.4.2 转速、电流双闭环调速系统稳态框图和静特性根据3-5的原理图，可以很容易的画出双闭环调速系统的静态结构图如3-6所示(其中为转速反馈系数，为电流反馈系数)：图3-6 双闭环直流调速系统的稳态结构框图分析静特性的关键是掌握这样的PI调节器的稳态特征，系统静特性如图3-7所示，一般存在两种状况：饱和输出达到限

39、幅值，不饱和输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于该调节环开环。当调节器不饱和时，PI的作用使输入偏差电压在稳态时总为零。实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。转速调节器不饱和的静特性对应于图中的CA段，转速调节器饱和的静特性对应于图中的AB段。 图3-7 双闭环直流调速系统的静特性双闭环调速系统的静特性在负载电流小于最大电流时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。当负载电流达到最

40、大电流时，对应于转速调节器的饱和输出U*im，这时，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截至负反馈的单闭环系统静特性好。3.5 转速、电流调节器的作用 1转速调节器ASR的作用 （1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。 （2）对负载变化起抗扰作用。 （3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。2电流调节器ACR的作用（1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其

41、给定电压（即外环调节器的输出量）变化。 （2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。（3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。 （4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说十分重要的。3.6双闭环可逆直流脉宽调速系统直流脉宽调速系统的组成如图3-8所示，图中可逆脉宽调制变换器主电路系采用MOSFET所构成的桥式结构，它由四个功率MOSFET管和四个续流二极管组成的双极式PWM可逆变换器，根据脉冲占空比的不同，在直流电机上可得到或的直流电压。脉宽调制器为集成电路SG3525，元件R

42、4、C4、VD5、R5、C5、VD6构成逻辑延时环节。TG是与直流电动机连动的测速发电机，经过速度变换器FBS后可获得一反映转速变化的速度反馈信号，此信号接入速度调节器ASR的反馈输入端，G为电压给定器。 回路中的电阻R2有两个作用，第一，可以用来观察波形，其上的电压波形反映了主回路的电流波形；第二，起过流保护的作用。当R2的电压超过整定值后，过流保护电路动作，关闭脉冲，从而保护功率MOSFET管，电阻R2其实就是整个直流脉宽调速系统中的截流保护环节。图3-8 直流脉宽调速系统电路图 二极管整流桥把输入的交流电变为直流电，正常情况下，交流输入为220V，经过整流变为300V直流电，电阻R1为起

43、动限流电阻，在VT1和VT4的源极回路中，串接两个取样电阻，其上的电压分别反映电流大小的电压，可作为双闭环系统的电流反馈信号，接到电流调节器ACR的输入端。如图3-8所示，振荡器的振荡回路由C2、C3、R3构成，Rd作为放电电阻、改变充电电容的大小即可改变锯齿波的频率，即振荡器的振荡频率。锯齿波信号由振荡电路产生，作为载波信号Ut，调制信号由可调电位器RP上的电压信号Ur和外加的给定信号Ug叠加而成，RP上的电压信号用于确定脉宽调制波的初始占空比，Ug可正可负，用于控制逆变器输出电压的大小和极性，在开环系统中，电压给定器G的输出电压直接加在Ug上，Ug也可以由模拟或数字调节器的输出来控制，构成

44、闭环自动控制系统。本电路是由模拟的转速、电流调节器来控制的，电压给定器G的输出接在ASR的输入端，Ug由ACR的输出控制。在可逆变换器中，跨接在电源Us两端的上、下两个功率场效应管经常交替工作，由于功率场效应管的关断要有一定的时间。在这段时间内功率场效应管并未完全关断，如果在此期间另一个功率场效应管已经导通，则将造成上下两管直通，从而使电源正负极短路。为了避免发生这种情况，设置了由R、C元件构成的逻辑延时环节。保证在对一个管子发生关闭脉冲后，延时5s左右的时间后再发出对另一个管子的开通脉冲。Ua为SG3525的13脚输出占空比可调得脉冲波形(占空比调节范围不小于0.1-0.9)，经多RC移相后

45、，输出两组互为到相、死区时间为5s左右的脉冲，经过光耦隔离后，分别驱动四只MOSFET管，其中VT1、VT4驱动信号相同，VT2、VT3驱动信号相同。在电路中，由电流调节器和电流测量环节构成电流内环，由转速调节器和转速测量环节构成转速外环。两个调节器都是比例、积分调节器，因此，系统能够实现无静差调节。电动机的转速能自动维持在给定的转速下运行。电流环的接入可使闭环系统突加给定起动，此外，电流环还有抑制由电网电压的波动而产生的干扰的作用。要实现可逆运行，只需要改变给定电压的极性即可，不会产生短路现象。由于直流电机负载的变化会影响到电机转速的波动，当负载增加时，电机转速会瞬间减小，通过速度变换器FBS、转速调节器ASR和电流调节器ACR的作用，ASR输出送至SG3525的信号会使得SG3525的引脚输出的PWM波形的占空比增大，从而加在直流电机电枢两端的电压会相应增大，因此电机转速回升。反之，当负载减轻时，电机的转速上升，SG3525的13脚输出PWM波形的占空比会减少，电机转速下降。因而直流电机转速随负载波动而恒为稳定状态。从而实现了直流电机转速的稳定。 因此可以得出结论的是，双闭环可逆直流脉宽调速系统起动过程的电流和转速波形接近理想快速起动过程的波形;具有很硬的静特性和机械特性;能够快速实现直流电机的正反转控制第四章 实验 一实验系统的组成TAU-