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1、功率变压器设计功率变压器设计本节了包括对应用于降压衍生式拓扑结构中的功率变压器的设计:如正激变换器,桥式,半桥式,和中心抽头的全波整流等.下一节将涵盖回扫变压器(即耦合电感).在更专业的应用中,这里讨论的原则是普适的.变压器的功能在开关式电源中使用功率变压器的目的是瞬时且有效地将功率从一个外部电源传递到一个外部负载.与此同时,变压器还提供了重要的附加功能:建立起有效地适用于各种不同输入/输出电平的初级次级匝比多个不同绕数的次级可用于获得多个不同电平的输出分离的初级和次级绕组实现了高压输入/输出隔离,这在离线应用的安全方面尤为重要变压器中的储能理想情况下,变压器不储存任何能量所有能量都在瞬间从输
2、入转移到输出.实际上,所有变压器都会存储一些期望之外的能量:漏感代表了在绕组之间的非磁性区域存储的能量,它是由不完美的通量耦合造成的.在等效电路中,漏感是与绕组串联的,存储的能量则与负载电流的平方成正比.互感(磁化电感)代表了在磁芯中有限的渗透和组装时的小间隙中存储的能量.在等效电路中,互感与绕组并联接入.其储能是一个和绕组的伏-秒每转有关的函数,与负载电流无关.储能的不良影响在开关转换时,漏感使开关和整流器之间电流的转移产生延迟.这些延迟与负载时间成正比,是引起调节和交叉调节问题的主要原因.本手册中的参考文献（R4）详细的说明了这一点。在开关转换中，互感和漏感会导致电压尖峰，从而产生电磁干扰
3、，并对开关和整流器造成破坏或损坏。所以保护缓冲器和钳位器是必须的，这样储能就作为缓冲器或钳位器的损耗被消耗了。如果损耗过大，就必须使用非耗散缓冲电路(更为复杂)以便回收大部分这些能量。在零电压转换电路（zvt）中，有时候可以很好地利用漏感和互感能量。需要注意的是，轻载时漏感能量会消失，而互感能量常常是不可预测的，它取决于磁芯配合情况等因素。损耗和温升为了获得所需要的整体电源效率，变压器损耗有时候会直接受到限制。更多情况下，绕组中间的铁芯表面最大“热点”温升限制了变压器损耗。温升（C）与热阻（C/瓦特）倍数的功率损耗（瓦特）是相等的。T=RT*PL最后,应用中合适的铁心大小就是满足需求功率的最小
4、铁心,并且在变压器温升或电源效率方面的损耗是可以接受的.温升限制在用电设备或工业应用中,变压器温升 40-50C 是可以接受的,这会导致内部最高温度为 100C.但是更明智的做法可能是选择下一个尺寸更大的铁心来获得温升的降低和损耗的减少,从而改善供电效率.损耗损耗是难以准确预测的.铁心制造商提供的铁心损耗数据并非总是可靠,部分原因是在正弦驱动条件下做出的测量.低频绕组的损耗很容易计算,但是由于矩形开关电流波形中的高频谐波分量的存在,高频涡流损耗难以准确判断.第 3 节详细讨论了这个问题. 计算机软件可以大大减轻绕组损耗计算的困难，包括高次谐波的计算热阻温 升 不 仅 取 决 于 变 压 器 损
5、 耗, 而 且 还 取 决 于 从 外 部 环 境 到 中 央 热 点 的 热阻,RT(C/瓦).热阻是一个重要参数,不幸的是想用一个合理的精确程度来界定它是非常困难的.它有两个主要组成部分:热源(铁心和绕组)和变压器表面之间的内部热阻 RI 和表面到外部环境间的外部热阻 RE.内部热阻在很大程度上取决于物理结构.由于热源分布在整个变压器,所以它很难量化.它与从表面到内部热点的 RI并不相关,因为实际上那一点产生的热量是非常少的.铁心(环形铁心除外)中产生的热量大部分来自于靠近变压器表面的地方.绕组产生的热量分布在表面和内部铁心之间.尽管铜的热阻非常低,电气绝缘和空隙提高了绕组的 RT.这是一
6、个专业知识和经验都非常有用的设计领域.幸运的是,内部热阻远小于外部的 RE(除了高速风冷),而且尽管 RI 不容忽视,它与 RE 相比通常也不是非常的重要.外部的 RE主要是一个和变压器表面空气对流有关的函数,可能是自然的对流,也可能是强制的空气.自然对流冷却的 RE 很大程度上取决于变压器是如何安装以及如何阻碍它周围的空气流动的.当变压器被安装在水平面且被高组件包围或是安装在一个相对较小的外壳中,比起装在垂直表面上,将由于”烟囱效应”而获得一个明显更高的 RE。在强制风冷却时，RE 可以被降到一个非常小的值，它取决于空气的流速。在这种情况下内部的 RI 成为了首要关注的问题。在强制风冷却时，
7、热阻和温升常常变得无关紧要，因为为了实现供电效率的目标，一个绝对的损耗限制成为主要问题。对于自然对流冷却的平均情况，可以粗略的使用一个经验法则：RE =800O C - cm2 / WattAS incm2C/Watt此处 As 是变压器除去安装表面的总表面积。计算 As 是费时的，但是另一条经验规则同样简化了这一点。对于一个给定类别的铁心，例如 ETD 或 EC 系列的E-E 铁心，其相对比例对于所有铁心类别都相当类似。因此对于所有 ETD 或 EC 系列的铁心，可用表面积 As 都是绕组窗口面积 Aw 的约 22 倍。将其于上述方程结合在一起，就可以直接利用铁心数据表中的窗口面积 Aw 来
8、计算外部热阻：RE =36AW incm2C/Watt对于罐型铁心或 PQ 铁心，窗口面积比例较小，且并不那么一致。As/Aw 可能从 25 到 50 不等，于是 RE 可能从 16/Aw 到 32AwC/W 不等。经验在减少和粗略量化热阻中非常有用。在最终的分析中，需要通过硬质合金的热电偶，对靠近中心位置的热点和安装在电源原型或样机上的变压器进行一个运转检查，最坏情况损耗变压器损耗应当在最坏的情况下进行测试，此时电源应处于长期工作状态，而不是在瞬间状态。变压器损耗主要可分为三大类：铁心磁滞损耗，铁心涡流损耗和绕组损耗。铁心磁滞损耗是通量摆动和频率的一个函数。在所有稳态条件下的降压派生应用中，
9、VIN*D=n*VO。在固定频率实验中，伏特-秒以及通量摆动是常量，于是磁滞损耗也恒定，无论输入电压或是负载电流如何变化。另一方面，铁心涡流损耗是真正的铁心材料中 I2R 的损耗。如果输入电压翻倍，峰值的 I2R 损耗变为四倍，但是由于 D 减半了，平均的 I2R 损耗变为两倍。因此，铁心涡流损耗与输入电压成正比。最坏的情况出现于高输入电压。绕组损耗：在降压衍生稳压器中，峰值二次电流等于负载电流，峰值初级电流等于负载电流除以匝比：Ispk=IL；Ippk=IL/n峰值电流与输入电压是独立的。但是在恒定峰值电流（恒定负载）下，电流有效值的平方（与 I2R 损耗）与占空比 D 成正比，并与输入电压
10、成反比。（在恒定峰值电流下，高次谐波主要取决于开关转换，其变化和 D 没有显著关系）。在降压衍生稳压器中，绕组损耗常常在低输入电压下最大。铁氧体铁心：在大部分开关电源中应用的铁氧体材料里，磁滞损耗主要出现在 200300kHz 时。在更高频率下，涡流损耗更为主要，因为他们往往随频率的平方（通量摆动和波形也是一样）而改变。因此，在高达 200-300kHz 时，最坏的情况出现于低输入电压和满负荷工作状态，因为绕组损耗较高。一旦铁心涡流损耗较为明显，他们会快速地随着频率而增长，尤其是在高输入电压下。 高输入电压下的涡流损耗增长和小的占空比在铁（心制造商的损耗曲线上看不出来，因为他们表现出的是正弦波
11、形）绕组损耗同样也随着频率而增加，尤其是在低输入电压时。为了保持一个合理的 RAC/ROC，需要使用更多股细线的绞合线，这样增加了绝缘和空隙，减小了铜面积，从而提高了ROC。因此，在铁心涡流损耗起主要作用的频率段，铁心损耗最坏情况是高输入电压，满载。绕组损耗最坏情况总是低输入电压，满载。叠片金属合金和压粉金属铁心：铁心涡流损耗占主导，因此最坏的情况是高输入电压，满载。绕组损耗最坏情况是低输入电压，满载平衡铁心和绕组损耗在开关电源的工作频率下，铁心常常是损耗有限，而不是饱和度有限。当铁心损耗大约等于或略小于绕组损耗时，总损耗处于广义的最小值。同样，当电流密度有效值在所有绕组中大约相等时，绕组损耗
12、取到最小值且分布良好。初级为桥式或半桥式时，绕组利用率较好，而中心抽头式次级利用率较差，当初级导线截面积占可用面积的 40%而次级占 60%时，电流密度有效值将大约相等。在大多数其他情况下，初级和次级导线面积应当是 50%/50%，包括：正激变换器（单端初级/次级 SE/SE），中心轴头初级/中心轴头次级，桥式-半桥式初级/桥式次级。上述分配都不可能实现，因为每一个绕组的匝数必须是整数。在低压次级中，为了铁心和绕组损耗的最佳平衡，可能需要 1.5 匝的绕数。一匝时，磁通摆动和铁心损耗可能会过大；两匝时绕组损耗可能过大。在任何极端时，都可能无法满足温升或绝对损耗限制。一个更大的铁心可能可以解决这
13、个问题。窗口利用这一主题在第三节详细讨论。在此提醒：安全隔离要求对漏电和绝缘层厚度有最小尺寸要求，这会将一个很高比例的窗口面积浪费掉，尤其是在一个小变压器中。一个绕线管同样会减少绕组的可用面积。三重绝缘线满足了绝缘厚度的要求，并且消除了漏电的要求。这是值得考虑的，尤其是对小型变压器而言，他们的漏电距离占用了很大比例的窗口面积。在绕组可用的减少了的窗口面积中，许多实际绕组面积都被圆形导线之间的空隙和导线绝缘层占据了。在一个包含许多单匝绝缘圆导线的绕组中，只有绕组可用面积的 70-75%可能是导电金属-“铜”。对于绞合线而言，铜的面积进一步减少。对每一个等级的绕法来说，需要应用一个额外的 0.75
14、 系数（近似）。举例来说，7 绞乘 7 绞（共 49 根）的绞合线，铜的面积是 0.75*0.75*0.75=42%的绕组可用面积。另一方面，由铜箔或铜带层（匝数）组成的绕组没有空隙，只有匝之间的绝缘层。绕组面积利用高达 80-90%都为铜面积。拓扑电路拓扑结构的选择很明显对变压器的设计有重要的影响，但是一个详细的讨论超出了本主题的范围。在拓扑应用中有大量的重叠用法。反激电路（反激变压器已包含于第 5 节）主要用于 0 到 150 瓦范围的功率等级中，50-500 瓦范围使用正激变换器，100-1000瓦范围使用半桥式，而 500 瓦以上常使用全桥式。带全桥式次级的全桥和半桥拓扑拥有最好的变压
15、器效率，因为铁心和绕组得到了充分利用。中心抽头式的次级其绕组利用率和效率会降低。中心抽头式的初级和次级其绕组利用率和效率会进一步降低。所有的推挽式拓扑都有进一步的优势，因为对于一个给定的开关频率，当输出纹波过滤和闭环能力相同时，变压器铁性和绕组的工作频率减半，由此减少了铁心和交流绕组损耗。正激变换器的变压器有着最低的利用率和效率，因为无论是铁心还是绕组在漫长的铁心复位间隔中都没有使用。频率在开关电源应用中,术语”频率”有若干的含义,很容易产生混乱.本文中,“开关频率”fs，定义为开关驱动脉冲产生的频率。该频率可由输出滤波器读出，是输出纹波和输入纹波电流的频率，在控制回路设计中是一个重要的概念。
16、在单端功率电路如正激变换器中，功率开关，变压器，输出整流器都工作在开关频率，这样就不会出现混乱。变压器频率和开关频率是相同的。“时钟频率”是控制电路中时钟脉冲产生的频率。通常情况下，开关频率与时钟频率是相同的，但是并非总是如此。偶尔的，控制电路会对时钟频率分频以获得一个较低的开关频率。单端正激变换其应用中推挽控制电路并不少见，因为两个开关驱动器中只使用了一个，保证了 50%最大占空比。在这种情况下开关频率是时钟频率的一半。混乱常出现在推挽拓扑中。将推挽功率电路想象成一个 2：1 的分频器，其中变压器和独立的开关，独立的整流器工作在一个“变压器频率”fT，其值为开关频率的一半。合起来说，开关和整
17、流器工作在开关频率下，但是变压器工作在变压器频率。一些设计师将“开关频率”定义为独立开关和变压器工作的频率，但是当处理输出纹波和控制环路设计的问题时，术语“开关频率”需要重新定义。占空比占空比 D 被定义为功率开关导通时间与开关周期的比例：D=tON/TS.这在单端正激变换器中很容易理解，但是在推挽电路中，往往会产生歧义。举例来说，在一个工作于最小输入电压的半桥电路中，占空比可能在 90%附近（D=0.9）。变压器在 90%的时间里向输出传递功率，90%的时间里有电压脉冲应用于滤波器的输入等等。但是独立电源开关和独立整流器只在各自的开关周期内导通，可以认为其工作在占空比为 45%之下。这是正确
18、的，但是最好把他们认为工作在 D/2 条件下，以保留在电源设计中 D 定义的一致性。最大占空比在源性降压稳压器的正常稳态运行中，VIN*D 是一个常数。控制回路中占空比D 的变化与 VIN 成反比，以此获得一个恒定的输出电压 Vo。（VIND=n*Vo），此处 n是匝比 Np/Ns，而 Vo等于输出电压 Vo 加上二极管满负荷下的正向压降。在固定开关频率的正常稳态运行中，应用于变压器绕组的伏-秒是一个常量，与线电压或负载电流无关。VIN ton =f S f S=最大的占空比 Dmax 对应于正常稳态运行下的最小输入电压，受到许多注意事项的限制：VIN D nVO在正激变换器中，每个开关周期的
19、主要部分需要允许铁心复位。如果复位时电压后摆被钳位在 VIN，占空比必须被限制在 50%以下，因为复位的时间等于开关开通的时间。在推挽变换器(桥式，半桥式，PPCT)中，占空比可在开关频率下接近 100%（通常在开关频率下考虑 D，而不是在变压器频率下）。但是，可能需要限制 D 在 90%以下以允许电流变压器自我复位。通常控制电路会限制占空比，其原因包括允许一定的延迟时间以关断开关等。在低输入电压下，如果正常的 Dmax 恰好满足占空比限制，则稳压器没有保留伏-秒的能力，无法对输入电压较低时出现的负载突然增加做出快速的反应。这可能需要使“正常的”Dmax 比绝对的限制 Dlim 略低，以此在这
20、种情况下提供一点预留空间。有一个严重的潜在问题需要考虑：在最初启动电源或是跟随着一个会暂时降低输出电压的负载电流瞬间大幅提升时，控制回路需求满电流，从而将占空比拉到它的绝对最大限制 Dlim。输出滤波电感限制了电流上升的速度，于是几个开关频率周期后，占空比就处于限制的 Dlim 上。在上述的瞬态事件中，Dlim 可能出现在输入电压最高的时候。因此，变压器绕组的伏-秒可能是正常的几倍高：Limit VIND = VINmaxDlimNonnal VIND = VINminDmax通量的摆动也比原来提高了数倍，这可能使铁心饱和。 提高的铁心损耗并不是问题，这只是暂时的）如果限制/正常的 VIND
21、比例较小且/或如果受铁心损耗限制的正常通量密度摆动只占 Bsat（Bsat-即正激变换器的 Br）的一小部分，那这可能就不是一个问题了。例如，如果限制/正常 VIND 是 3：1，且如果正常的B 是 0.08T，那么当 Bsat高于 0.24T 时就不存在问题。如果这个问题存在，软启动电路可以在启动期间消除它，但是软启动对于快速负载增加没有效果。一些 IC 控制电路有伏-秒限制功能，但是绝大部分没有。由于功率铁氧体材料的软饱和特性，会在绝对电流限制提供的保护下允许铁心饱和，但是对于急剧饱和的铁心材料，这可能是一个灾难。如果所有这些都失败了，正常通量摆动必须降低到异常通量摆动无法达到饱和的地步。
22、（对匝数的限制对匝数和匝比的选择常常受到低电压次级的严重限制。对于一个 5v 输出，该选择可能是一个一匝或两匝次级在每个绕组中有一个二比一的匝数。对于同样大小的铁心和窗口，这使绕组中的电流密度加倍，由此增加了损耗。当有多个低电压次级的时候，该选择可能会受到进一步的限制。例如一个 2.5比 1 的匝比可能需要一个在 12 伏和 5 伏之间的输出。这很容易通过一个 2 匝 5v次级和一个 5 匝 12v 绕组实现。但是如果 5v 的次级只有一匝，12v 次级唯一的选择是 3 匝，这会造成过多的线性后置调节器损耗。这个问题可以通过应用分数匝数来解决参见参考文献 R6在为每个线圈建立最佳匝数的时候，没
23、有硬性和快速的规则可以遵守。，但是有一些一般性指导。首先,定义理想的绕组间的匝比,从而在之前建立的正常 VIND条件下获得期望的输出电压.然后,当一个特定的铁心被初步选定,匝比将变成特定的匝数,但是可能不会是实际中要求的整数匝.然后这就变成一种欺骗性的行为,测试几种办法,然后得到最好的整数匝的折中办法.次级电压的最小值常常主导了这个过程,因为在小值之下,整数匝之间的跳跃将是一个更大的比例.尤其是如果最低的输出电压有最高的负载功率,最小电压的次级将四舍五入到最接近的整数,而这常常发生.舍去将会提高铁心损耗,进位则会增加绕组损耗.如果增加的损耗是不可接受的,就必须使用另一个铁心来允许较少的调整以获
24、得整数的匝数.低压输出常常由主控制回路调节.更高电压的次级舍入到下一个整数时难度较小,因为他们有更多的匝数.但是准确性或负载调节不太可能接受,这需要线型或开关式后调控.由于初级常常电压更高,初级匝数常常可以毫无困难地设置为满足期望匝比的数量.一旦匝数建立了,初步的计算必须重新界定.通量移动法拉第定律指出通过绕组的通量等于整数的伏-秒每匝.这就要求任何磁器件的任何绕组上的电压都必须在一段时间内平均为零.在应用交流波形中的最小直流电压组件将会缓慢但是无可避免地将通量走到饱和.在低频电源变压器中,初级绕组的电阻常常足以控制这个问题.当一个小的直流电压组件将通量缓慢地推到饱和时,磁化电流变得不对称.I
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