阻抗网络型逆变器主电路优化设计.doc

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1、精品论文阻抗网络型逆变器主电路优化设计解娅楠，孙奎，吴凤江，孙力 哈尔滨工业大学电气工程系，黑龙江省哈尔滨市(150001) E-mail： xieyanan0708摘要：本文在分析阻抗网络型逆变器的拓扑结构及其工作原理的基础上，对其主电路进行 优化设计，在理论上定性给出了阻抗网络电容电感的选取原则，并对相应参数进行了定量计 算。由于阻抗网络的特殊性，电感参数变化会导致逆变器工作于一种非正常状态，本文对此 也进行了相应分析。最后利用 Matlab/Simulink 对逆变器系统进行仿真，仿真结果证明理论 分析的正确性和参数设计的有效性。关键词：阻抗网络 逆变器 优化设计 直通 中图分类号：TM

2、4641引言阻抗网络型逆变器是美国密西根州立大学的彭方正教授于2002年提出的一种新型逆变 器结构1。通过将X型阻抗网络与传统逆变器相结合，在有效地克服常规逆变器的不足之处 的同时，又得到了一些优良的新特性：通过特殊的控制方式引入直通零矢量并配合阻抗网络 自身电容电感的充放电过程，使逆变器可以得到任意大小的直流输入电压；由于省去了常规 逆变系统中的直流侧升压部分，单级拓扑结构提高了系统效率；逆变器上下桥臂功率器件可 以直通，因此逆变器不会因误触发导致的桥臂直通而遭到损毁，提高了系统的安全性2-3。 基于上述新特性，阻抗网络型逆变器日渐得到业界的广泛关注。这种变换器所具有的独特的 升压特性使其在

3、未来的电动汽车，分布式发电系统上都有很大的应用前景4-5。例如，日本 丰田汽车公司已经成功将这种变换器作为主电路用在其生产的混合动力汽车“普锐斯”上。在电能变换装置中，逆变器通常是整个系统的关键部分，主电路参数的选择直接影响整 个系统的工作效率、可靠性和稳定性。而阻抗网络型逆变器之所以具有传统逆变器所没有的 新特性，也依赖于阻抗网络的存在，因此有必要对阻抗网络型逆变器的主电路进行优化设计。2主电路分析2.1 电路拓扑结构本文所研究的阻抗网络型逆变器是在常规三相电压型逆变器的基础，将直流侧并联的大 电容改为阻抗网络，用以连接逆变器主电路与直流电源，图1为其拓扑结构。两个电感和两 个电容器组成的阻

4、抗网络实现了储能、滤波和升压的功能。为使系统正常工作，在直流电源 与阻抗网络之间加入一个二极管。根据电压型逆变器的特点，将电路分为阻抗网络升压电路 和三相全桥逆变电路两部分。阻抗网络三相逆变器直流接交流源负载图1 阻抗网络型逆变器一般拓扑Fig1 General topology of Z-source grid-connected inverter-12-2.2 工作原理2.2.1 正常工作状态 传统的三相电压型逆变器有8个开关状态，产生6个非零电压矢量和2个零电压矢量。阻抗网络型逆变器除了具有上诉8个开关状态以外，还有另外7个直通开关状态。据此，阻抗网络型逆变器可以分为直通和非直通两种工作

5、状态。其中非直通状态的工作情况和传统的电压 型逆变器相同，而直通状态是在传统逆变器的零矢量状态时插入直通零矢量，此时直通零矢量不影响逆变器输出电压、电流，只用于提高直流母线电压3。图2给出了逆变器从直流侧看去的等效电路，假设阻抗网络满足对称条件： L1 = L2 = L，C1 = C 2 = C（1）D +vL1+I L1+VVOvdC1 I L 2vL 2VC 2+vPNiPN图2 阻抗网络型逆变器等效电路Fig2 Equivalent circuit of impedance-source grid-connected inverter当电路工作在稳态时，根据对称与等效原理有： v L 1

6、 = v L 2 = v L，VC 1 = VC 2 = VC（2）(1) 当逆变器工作在非直通状态时，等效电路如图3所示。此时阻抗网络输入侧二极管导通，能量由电感传输给电容，电压平衡方程为：vd = VO = vL + VC，vPN = VC vL = 2VC VO（3）其中 vd 为阻抗网络输入端电压,VO 为直流电源电压,VPN为逆变器直流母线电压。+vL1+I L1+vL1 +I L1+vvV VVOvdC1 I L 2vL 2VC 2PN+iPN VOC1dI L 2vL 2VC 2+图3 逆变桥处于非直通状态时等效电路图4 逆变桥处于直通状态时等效电路Fig3 Equivalent

7、 circuit when the inverter bridge is in the nonshoot-through state. Fig4 Equivalent circuit when the inverter bridge is in the shoot-through state.(2) 当逆变器工作在直通状态时，等效电路如图4所示。此时阻抗网络输入侧二极管阻断，能量由电容传输给电感，电压平衡方程为：v L = VC，v d = 2VC VO，v PN = 0（4）假设逆变器在一个开关周期T 中，直通状态工作时间T0 ，非直通状态工作时间T1 ，根T据直流电感伏秒平衡原则，在稳态条

8、件下， vL dt = 0 ，可得：0T0T VC dt + (VO VC )dt = 0(T1 + T0 = T )（5）0 T0由式（5）得阻抗网络电容电压为：VC = T1VO(T1 T0 ) VO（6）可以看出逆变器的直流母线电压不再是一个恒定的连续信号，而是一脉动量，但其在一 个开关周期中的平均值与电容电压VC 相等。与传统逆变器一样，直流母线电压与功率器件 的电压应力有关，显然直通状态时母线电压为零，非直通状态时母线电压最大值为：v PN= VC v L = 2VC VO = T1VO(T1 T0 ) = BVO（7）定义直通占空比： D0 = T0T ，阻抗网络升压因子 B 为非

9、直通状态时直流母线电压对输PN入电压的增益，由式（7）得： B = vVO = T(T1 T0 ) = 1 ( 1 2 T0T ) = 1 (1 2D0 ) 1 （8）进一步推导可得：VCV0 = (1 D0 ) (1 2D0 ) = (1 D0 )B（9）对于逆变单元，定义逆变器调制度 M = U a 1 ，其中U a为交流侧输出相电压基波峰v PN 2值。根据以上分析，最终可得到交流侧输出电压与直流电压源给定之间的关：U a = v PN M = VO M T1(T1 T0 ) = BM VO 2（10）由式（10）可以看出，通过控制逆变器的升压因子也就是直通占空比和调制度就可任意 调节交

10、流侧输出电压，省去了升压电路，有利于节省成本和提高电路效率。而且逆变桥可以 工作于直通状态，避免了因加入死区而引起的输出波形畸变和调制度下降。2.2.2 非正常工作状态 阻抗网络的特殊性会导致一种非正常工作状态的出现，这种情况只出现在非直通状态。此时电感放电，电容充电，如果电感值较小，随着电感电流的下降，在直通状态时电感储能不足以维持其正向流通，电感电流反向，电容反过来给电感充电，二极管电流断续，逆变器 相当于工作在直通状态，也就是说在非直通的时间段出现了不可控状态，造成直流母线电压 瞬时最大值发生畸变，极大影响逆变器的工作性能。图5为二极管电流断续时等效电路。+vL1I L1+vL1 I L

11、1 +PNV VVO C1 VC 2 viPN VOC1 VC 2vPNI L 2vL 2+I L 2 vL 2 +(a) 逆变器处在非直通有效矢量状态(b) 逆变器处在非直通传统零矢量状态图5 二极管电流断续等效电路Fig5 Equivalent circuit when the current of diode is off此刻电路中电压和电流关系为： vPN = VC vL ， iPN = 2iL（11）逆变器工作在非直通有效矢状态量时，等效电路如图(a)所示为，直流母线电压由原来的 v PN = VC v L = 2VC VO 变为 vPN = VC vL ，其中 vL = LdiLd

12、t ，而此时逆变器的输入电流iPN = 2iL 是由输出电流决定的，因此 vL 的大小是不确定的，从而导致直流母线电压 vPN 的不6确定，实际上 iL 是缓慢增加的， vL 略大于零 。逆变器工作在非直通传统零矢量状态时，等效电路如图(b)所示，直流母线电流 i PN = 0 ，电感电流 iL = iPN2 = 0 断续，故 v L = LdiLdt = 0 ， v PN = VC v L = VC ，可见直流母线电压同样发生了变化，但此时是传统零矢量状态，交流侧输出电压不受输入直流母线电压影响。3主电路优化设计阻抗网络的无源元件对逆变器的性能影响很大。电容用来抑制电压波动，以电容中允许 的

13、交流电压纹波指标选取电容，同时考虑电容耐压；电感用来抑制电流尖峰，同时决定了逆 变器是否可以工作于正常状态，在非谐振条件前提下以抑制电流纹波指标选取电感。3.1 电容设计直通零矢量的加入实现了单级电路升压，由式（6）可以看出，输入电源电压首先升压 到阻抗网络中的电容电压，当逆变器工作在非直通状态时，电容电压再升压至直流母线电压， 而母线电压决定着逆变器功率器件的电压应力，可以说阻抗网络的电容选取直接关系到交流 侧输出电压的质量和功率器件的选取7。综合考虑各方面因素，选取电容时遵循的总体原则是：首先，为使逆变器输入端具有良 好的抗扰性，电容取值尽可能大；其次，逆变器功率器件的耐压等级和系统所要达

14、到的电压 纹波指标也决定着电容的取值；最后，考虑到实际工程的安装、成本、损耗等因素，在满足上诉指标的基础上，尽量减小电容容值。根据上诉原则，从以下两个方面定量分析电容取值：3.1.1 从电容耐压的角度考虑由式（9）可得：V = 1 D0 V =0C1 2D01(1 + B)V02（12）由上式可以看出，电源电压的增加必然导致电容电压增加。同时电容取值还和升压因子 成正比，而升压因子的大小是由实际系统的要求来决定的，当V0 一定时，如果要得到较高 的输出交流电压，必然要增大升压因子以提高逆变器直流母线电压，电容耐压也要相应增大，但要注意直流母线电压的上限要受功率器件的耐压的限制。3.1.2 从抑

15、制高频电容纹波的角度考虑非直通状态时 iC = iL iPN ，而直通状态由于时间比较短，电容电流近似看做不变，此时iC = I L 。根据电容电流瞬时值表达式 iC = C duCdt 进行设计。电容电压的高次谐波的脉动频率为逆变器开关频率的两倍，直通状态的时间近似取为dt = D0 TS2 = D02 f S ，用 duC 表示电容电压波动大小， duC = VC ， 为电容电压的纹波系数。最终得到电容计算公式： C D0 I L2 f S VC（13）可见阻抗网络的电容取值与开关频率、纹波系数成反比，与加入直通零状态的时间成正比，提高开关频率可以相应减小电容值，但开关损耗也会增加。3.2

16、 电感设计选取电感时需要考虑以下三个方面：首先，阻抗网络电感主要就是为了抑制直通状态下 通过逆变器功率器件的电流峰值，因此，系统所要满足的电流纹波指标直接决定了电感值的 大小；其次，阻抗网络中电感的取值还决定了逆变器是否能够在正常工作状态，电感取值过 小会导致逆变器非正常工作状态的出现；最后，在满足上诉要求的基础上，尽量减小电感的 取值以减小逆变器的损耗、体积和重量。为对电感取值进行定量分析，首先推导出电感电流平均值与交流输出量之间的关系。 假设阻抗网络电容为理想电容，流过电容的电流均为谐波成份，一个周期阻抗网络输入电流平均值 I ddc ，电感电流平均值 I Ldc 和母线电流平均值 I P

17、Ndc 之间满足： I ddc = I Ldc = I PNdc 。假设整个逆变器系统为无损系统，输入输出之间满足平衡关系：VO I ddc = U a I a sin t sin(t ) + U b I b sin(t 120o ) sin(t 120o )+ U c I c sin(t + 120o ) sin(t + 120o )（14）输出相电压峰值满足U a = U b = U c = U out ，输出相电流峰值满足 I a = I b = I c = I out ， 为负载功率因数角，由上诉关系可以得到：I ddc= I Ldc= I PNdc= 3U out I out cos

18、 2VOS（15）3.2.1 从满足阻抗网络非谐振条件的角度考虑 由于阻抗网络是电感电容组成的二阶网络，在对阻抗网络参数进行设计时，必须首先考虑电路在稳态条件下是非谐振的，这要求阻抗网络的固有谐振频率 f Z 低于开关频率 f S ：f Z =1T2 LC12 2（17）3.2.2 从抑制高频电感纹波的角度考虑4 f S C与电容的设计类似，逆变器工作在直通状态的时间很短，电感电压可近似看做不变，等于电容电压，即 v L = VC 。根据 vL = LdiLdt 进行设计。虽然电感电流高次脉动和电容电压高次脉动相反，但其脉动频率相同，均为逆变器开关频率的两倍，一个直通状态的时间近似为dt =

19、D0 TS2 = D02 f S ，用 diL 表示电感电流波动大小， diL = I L , 为电感电流纹波系数。可以得到电感设计公式： L D0VC2 f S I L（18）由此可见，阻抗网络的电感取值不是由输出交流电压频率所决定的，而是与开关频率成反比，提高开关频率可以减小电感取值。3.2.3 为保证电流连续时的电感设计 由于逆变器的非常工作状态只出现在非直通状态，并在有效矢量时产生影响，由图 5可知，二极管电流连续的条件为： i L i PN2 ，即 i L min = I Ldc I L2 i PN 2（19）其中 iL min 为二极管电流连续时电感电流的最小值，I L 电感电流波

20、动值， iPN 为母线电流峰值，仅考虑电感电流高次脉动时I L= D0VC2 f S L（20）在有效矢量时，逆变器母线电流峰 iPN 只和交流侧输出电流有关，对于三相逆变器而言： iPN = I out 0o 60oooo（21）iPN = I out sin( + 30 )60 90此处对 0 o 60 o 的情况进行分析，对于 60o 0)2（22）负载 Z = U out I out ，由式（22）可知，阻抗网络电感与负载大小成正比。轻载时，非直通有效矢量状态逆变器输出电流增大使 i PN相应增大，当 i PN增大到使二极管电 流id = 2iL iPN = 0 时，二极管阻断，此时需

21、要相应增大电感取值以避免非正常工作状态。括号中的关系是保证二极管电流连续的前提条件，否则 L 再大也可能出现电流断续的情况，因此过低的功率因数也会导致二极管电流断续，而且不能通过增大电感取值来改善的。当D0 = 0.18 ，M = 0.8 ， Z= 13 ， f S = 10kHz ，图6给出了基于简单控制下的 L 与 cos 的关系。图6 简单控制下的 L 与 cos 的关系Fig6 L cos under simple control综上所述，阻抗网络电感取值定量表示为：1L max, D0VC ,D0 (1 D0 ) Z（23）S 4 2 f 2 C2 f S I Lf M ( 3 MB

22、 cos 1) S24仿真及结果分析根据理论分析采用Matlab进行仿真，基于简单控制方式，直通零矢量均分在传统零矢量 中，电源电压Vo = 510V ，直通占空比 D0 = 0.18 ，调制度 M = 0.8 ，开关频率 f S = 10kHz 。此处给出一个主电路设计实例，负载 Z= 13 ，功率因数 cos = 0.895 。由式（7）（10）可得电容电压VC = 653V ，母线电压最大值 v PN = 797V ，输出相电压峰值U out = 310V ，输出相电流峰值 I out = 23.9 。取电容电压纹波系数 = 0.1% 时，由式（13）可得 C 242F ，取C = 25

23、0F 。为防止二极管电流断续，由式（22）可得 L 352H ，cos 0.53 。取电感电流纹波系数 = 30% 时，由式（18）可得 L 998.9H ，取 L = 1mH 。图7验证了设计的正确性。图7 电容电压、母线电压、电感电流、输出相电压、输出相电流仿真波形Fig7 Waveforms of VC 、VPN 、IL 、Vao 、Iao根据上述设计实例进一步分析阻抗网络参数变化对系统的影响。图8是在阻抗网络电感L = 0.5mH ，电容 C = 75F/330 F 时的仿真波形。可以看到电容取值较小时，电容电压和直流母线电压波动较大，从而导致功率器件所承受电压增大。(a) 电容 C

24、= 75 F(b) 电容 C = 330 F图8 阻抗网络电容变化时电容电压、母线电压、输出相电压、相电流仿真波形Fig8 Waveforms of VC 、VPN 、VAO 、IAO with different capacitance of Z-source network图9是在阻抗网络电容为 C = 330 F ，电感 L = 0.5mH/2.5mH 时的仿真波形。可以看到电感取值较小时，电感电流和逆变器母线电流波动较大，导致流过功率器件的电流增大。(a)L = 0.5mH(b)L = 2.5mH图9 阻抗网络电感变化时电感电流、母线电流仿真波形Fig9 Waveforms of IL

25、 、IPN with different inductance of Z-source network图10是在阻抗网络电容为 C = 330 F ，电感 L = 0.1mH/0.5mH 时的仿真波形。可以看到电感取 0.1mH 时，电感电流波动较大，二极管电流发生断续，直流母线电压发生跌落。(a)L = 0.5mH ，二极管电流连续(b)L = 0.1mH ，二极管电流断续图10 阻抗网络电感变化时二极管电流、母线电压、电感电流仿真波形Fig10 Waveforms of Id 、VPN 、IL with different inductance of Z-source network图11

26、是在 C = 330 F ， L = 0.5mH ，纯阻性负载 cos = 1 时的仿真波形。(a)R = 13二极管电流连续(b)R = 150 二极管电流断续图11 不同负载二极管电流、母线电压、电感电流仿真波形Fig11 Waveforms of Id 、VPN 、IL with different load在阻抗网络参数一定的情况下，由图11可以看到，轻载运行时，在非直通状态二极管电 流断续，母线电压跌落。同时注意到逆变器直流母线电压最大值增大，因此对于阻抗网络型 逆变器，轻载会导致直流侧电压发散，系统不稳定。对比图10(a)、11(a)，相同的阻抗网络 参数，如果负载功率因数小，二极

27、管电流不仅脉动较大，而且平均值小，因此更容易产生断 续情况。这与式（22）给出的保证二极管电流连续的前提条件是相吻合的。5总结阻抗网络型逆变器在不增加功率开关器件的前提下实现了直流侧升压以及无需考虑桥 臂直通等优良性能。本文在分析阻抗网络型逆变器的工作状态的基础上，给出了主电路各参 数的选取原则并进行了优化设计，利用Matlab/Simulink进行了仿真验证，仿真结果证明了理 论分析和优化设计的正确性，为后续阻抗网络型逆变器的拓展研究以及综合利用等方面提供 了理论参考。参考文献1 F Z Peng. Z-Source InverterJ.IEEE Trans.on Industry Appl

28、ication，2003，39(2)：504- 510. 2 彭方正，房绪鹏，顾斌，等Z 源变换器J电工技术学报，2004，19(2)：47- 51 3 房绪彭 Z 源逆变器研究D 浙江：浙江大学，20054 王得利，宋丹，李杰，等基于 Z 源逆变器的 PMSG 风电系统控制策略研究J电力电子技术，2008，42(5)：56-585 蔡磊，钱照明，彭方正，等Z 源单相并网逆变器控制的实现J电力电子技术，2008，42(7)：14-166 高奇，钱照明，顾斌，等阻抗源逆变器的一种非正常工作状态分析J电工技术学报，2005，20(8)：54- 587 周志健基于 DSP 的 Z 源逆变器控制与设计

29、D合肥：合肥工业大学，2007Main Circuit Parameters Optimization of Z-source InverterXie Yanan ，Sun Kui ，Wu Fengjiang ，Sun Li1 Department of Electrical Engineering, Harbin Institute of Technology, Harbin (150001)AbstractBased on the analysis of the topology and operating principles of the Z-source grid-connected

30、 inverter，an optimal design of the main circuit parameters of the Z-source gridconnected inverter is raised. Intheory the principles of selection about the inductance and capacitor of the Z-source network are given qualitatively, and the corresponding parameters is calculated in quantitatity. Becaus

31、e of the specility of the Z-source network, the changing of the inductance parameters will lead to the inverter working on an abnormal state. Corresponding analysis of this abnormal state are also presented in this paper. Finally,the inverter system is simulated in Matlab/Simulink,the results of sim

32、ulation verify the theoretical analysis and the effectiveness of the design.Keywords: gridconnected inverter Z-source network optimal design shoot-through zero state作者简介：解娅楠，女，（1984-），硕士研究生，主要研究方向阻抗网络型并网逆变器的研究； 孙奎，男，（1985-），硕士研究生，主要研究方向多电平变频器； 吴凤江，男，（1980-），博士，讲师，主要研究方向新型逆变器拓扑及其应用；孙力，男，（1960-），教授，博士生导师，主要研究方向电机驱动与控制技术，电磁兼容。