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1、可逆、弱磁控制的直流调速系统,电力拖动自动控制系统,第 3 章,本章在前二章的基础上进一步探讨可逆调速系统和位置随动系统。考虑到大多数学校教学学时的限制和电气工程及其自动化专业的一般教学需求，本课件选择可逆调速系统为主要内容。,3.1 可逆直流调速系统,内容提要问题的提出晶闸管-电动机系统的可逆线路晶闸管-电动机系统的回馈制动两组晶闸管可逆线路中的环流有环流可逆调速系统无环流可逆调速系统,3.1.0 问题的提出,有许多生产机械要求电动机既能正转，又能反转，而且常常还需要快速地起动和制动，这就需要电力拖动系统具有四象限运行的特性，也就是说，需要可逆的调速系统。,3.1.0 问题的提出（续）,改变
2、电枢电压的极性，或者改变励磁磁通的方向，都能够改变直流电机的旋转方向，这本来是很简单的事。然而当电机采用电力电子装置供电时，由于电力电子器件的单向导电性，问题就变得复杂起来了，需要专用的可逆电力电子装置和自动控制系统。,3.1.1 相控整流器-可逆直流调速系统的主回路结构,1.晶闸管装置的整流和逆变状态 在两组晶闸管反并联线路的V-M系统中，晶闸管装置可以工作在整流或有源逆变状态。在电流连续的条件下，晶闸管装置的平均理想空载输出电压为（3-1）,当控制角为 90，晶闸管装置处于整流状态；当控制角为 90，晶闸管装置处于逆变状态。,因此在整流状态中，Ud0 为正值；在逆变状态中，Ud0 为负值。
3、为了方便起见，定义逆变角=180，则逆变电压公式可改写为 Ud0=Ud0 max cos,（3-2）,逆变电压公式,2.单组晶闸管装置的有源逆变,单组晶闸管装置供电的V-M系统在拖动起重机类型的负载时也可能出现整流和有源逆变状态。,a）整流状态：提升重物，90，Ud0 E，n 0由电网向电动机提供能量。,Id,b）逆变状态：放下重物 90，Ud0 E，n 0 由电动机向电网回馈能量。,Id,c）机械特性,整流状态：电动机工作于第1象限；逆变状态：电动机工作于第4象限。,TL,图4-3 单组V-M系统带起重机类型负载时的整流和逆变状态,3.两组晶闸管装置反并联的整流和逆变,两组晶闸管装置反并联可
4、逆线路的整流和逆变状态原理与此相同，只是出现逆变状态的具体条件不一样。现以正组晶闸管装置整流和反组晶闸管装置逆变为例，说明两组晶闸管装置反并联可逆线路的工作原理。,a)正组晶闸管装置VF整流,VF处于整流状态：此时，f 90，Ud0f E，n 0 电机从电路输入能量作电动运行。,P,Id,b)反组晶闸管装置VR逆变,当电动机需要回馈制动时，由于电机反电动势的极性未变，要回馈电能必须产生反向电流，而反向电流是不可能通过VF流通的。这时，可以利用控制电路切换到反组晶闸管装置VR，并使它工作在逆变状态。,VR逆变处于状态：此时，r 90，E|Ud0r|，n 0 电机输出电能实现回馈制动。,P,Id,
5、c）机械特性范围,c)机械特性运行范围,整流状态：V-M系统工作在第一象限。逆变状态：V-M系统工作在第二象限。,4.V-M系统的四象限运行,在可逆调速系统中，正转运行时可利用反组晶闸管实现回馈制动，反转运行时同样可以利用正组晶闸管实现回馈制动。这样，采用两组晶闸管装置的反并联，就可实现电动机的四象限运行。归纳起来，可将可逆线路正反转时晶闸管装置和电机的工作状态列于表4-1中。,表3-1 V-M系统反并联可逆线路的工作状态,反并联的晶闸管装置的其他应用,即使是不可逆的调速系统，只要是需要快速的回馈制动，常常也采用两组反并联的晶闸管装置，由正组提供电动运行所需的整流供电，反组只提供逆变制动。这时
6、，两组晶闸管装置的容量大小可以不同，反组只在短时间内给电动机提供制动电流，并不提供稳态运行的电流，实际采用的容量可以小一些。,3.1.2 可逆V-M系统中的环流问题,1.环流及其种类环流的定义：采用两组晶闸管反并联的可逆V-M系统，如果两组装置的整流电压同时出现，便会产生不流过负载而直接在两组晶闸管之间流通的短路电流，称作环流，如下图中所示。,环流的形成,Id,Ic,Ic 环流Id 负载电流,环流的危害和利用,危害：一般地说，这样的环流对负载无益，徒然加重晶闸管和变压器的负担，消耗功率，环流太大时会导致晶闸管损坏，因此应该予以抑制或消除。利用：只要合理的对环流进行控制，保证晶闸管的安全工作，可
7、以利用环流作为流过晶闸管的基本负载电流，使电动机在空载或轻载时可工作在晶闸管装置的电流连续区，以避免电流断续引起的非线性对系统性能的影响。,环流的分类,在不同情况下，会出现下列不同性质的环流：（1）静态环流两组可逆线路在一定控制角下稳定工作时出现的环流，其中又有两类：直流平均环流由晶闸管装置输出的直流平均电压所产生的环流称作直流平均环流。瞬时脉动环流两组晶闸管输出的直流平均电压差为零，但因电压波形不同，瞬时电压差仍会产生脉动的环流，称作瞬时脉动环流。,环流的分类（续）,（2）动态环流仅在可逆V-M系统处于过渡过程中出现的环流。这里，主要分析静态环流的形成原因，并讨论其控制方法和抑制措施。,2.
8、直流平均环流,在两组晶闸管反并联的可逆V-M系统中，如果让正组VF 和反组VR都处于整流状态，两组的直流平均电压正负相连，必然产生较大的直流平均环流。为了防止直流平均环流的产生，需要采取必要的措施，比如：采用封锁触发脉冲的方法，在任何时候，只允许一组晶闸管装置工作；采用配合控制的策略，使一组晶闸管装置工作在整流状态，另一组则工作在逆变状态。,（1）配合控制原理,为了防止产生直流平均环流，应该当正组处于整流状态时，强迫让反组处于逆变状态，且控制其幅值与之相等，用逆变电压把整流电压 顶住，则直流平均环流为零。于是 Ud0r=Ud0f 由式（3-1），Ud0f=Ud0 max cosf Ud0f=U
9、d0 max cosr其中 f 和r 分别为VF和VR的控制角。,由于两组晶闸管装置相同，两组的最大输出电压 Ud0max 是一样的，因此，当直流平均环流为零时，应有 cos r=cos f或 r+f=180（3-3）如果反组的控制用逆变角 r 表示，则 f=r（3-4）,由此可见，按照式（3-4）来控制就可以消除直流平均环流，这称作=配合控制。为了更可靠地消除直流平均环流，可采用 f r（3-5）,（2）配合控制方法,为了实现配合控制，可将两组晶闸管装置的触发脉冲零位都定在90，即当控制电压 Uc=0 时，使 f=r=90，此时 Ud0f=Ud0r=0，电机处于停止状态。增大控制电压Uc 移
10、相时，只要使两组触发装置的控制电压大小相等符号相反就可以了。这样的触发控制电路示于下图。,（3）=配合控制电路,在如图电路中，用同一个控制电压去控制两组触发装置，正组触发装置GTF由 Uc 直接控制，而反组触发装置GTR由 控制，是经过反号器AR后获得的。,（4）=配合控制特性,=配合控制系统的移相控制特性示于下图。移相时，如果一组晶闸管装置处于整流状态，另一组便处于逆变状态，这是指控制角的工作状态而言的。,图3-7 配合控制移相特性,=移相控制特性（续）,-Ucm,Uc,（5）=控制的工作状态,待逆变状态 实际上，这时逆变组除环流外并未流过负载电流，也就没有电能回馈电网，确切地说，它只是处于
11、“待逆变状态”，表示该组晶闸管装置是在逆变角控制下等待工作。逆变状态 只有在制动时，当发出信号改变控制角后，同时降低了整流电压和逆变电压的幅值，一旦电机反电动势 E|Ud0r|=|Ud0f|，整流组电流将被截止，逆变组才真正投入逆变工作，使电机产生回馈制动，将电能通过逆变组回馈电网。,=控制的工作状态（续）,待整流状态 同样，当逆变组工作时，另一组也是在等待着整流，可称作处于“待整流状态”。所以，在=配合控制下，负载电流可以迅速地从正向到反向（或从反向到正向）平滑过渡，在任何时候，实际上只有一组晶闸管装置在工作，另一组则处于等待工作的状态。,（6）最小逆变角限制,为了防止晶闸管装置在逆变状态工
12、作中逆变角太小而导致换流失败，出现“逆变颠覆”现象，必须在控制电路中采用限幅作用，形成最小逆变角min保护。与此同时，对 角也实施 min 保护，以免出现 Ud0f Ud0r 而产生直流平均环流。通常取,3.瞬时脉动环流,（1）瞬时的脉动环流产生的原因：采用配合控制已经消除了直流平均环流，但是，由于晶闸管装置的输出电压是脉动的，造成整流与逆变电压波形上的差异，仍会出现瞬时电压的情况，从而仍能产生瞬时的脉动环流。这个瞬时脉动环流是自然存在的，因此配合控制有环流可逆系统又称作自然环流系统。,（2）瞬时脉动环流产生情况举例 瞬时电压差和瞬时脉动环流的大小因控制角的不同而异。现以 f=r=60为例，分
13、析三相零式反并联可逆线路产生瞬时脉动环流的情况，这里采用零式线路的目的只是为了绘制波形简单。,三相零式反并联可逆线路,Id,Icp,三相零式反并联的电压波形,d)瞬时电压差和瞬时脉动环流波形,b)整流电压波形,c)逆变电压波形,瞬时脉动环流的产生,正组整流电压和反组逆变电压之间的瞬时电压差，ud0=ud0f ud0r 其波形绘于图3-9d。由于这个瞬时电压差的存在，便在两组晶闸管之间产生了瞬时脉动环流 icp，也绘在图3-9d中。,瞬时脉动环流的直流分量,由于晶闸管的内阻很小，环流回路的阻抗主要是电感，所以不能突变，并且落后于ud0；又由于晶闸管的单向导电性，只能在一个方向脉动，所以瞬时脉动环
14、流也有直流分量 Icp（见图3-9d），但与平均电压差所产生的直流平均环流在性质上是根本不同的。,（3）瞬时脉动环流的抑制,直流平均环流可以用配合控制消除，而瞬时脉动环流却是自然存在的。为了抑制瞬时脉动环流，可在环流回路中串入电抗器，叫做环流电抗器，或称均衡电抗器，如图3-9a中的 Lc1和 Lc2。环流电抗的大小可以按照把瞬时环流的直流分量限制在负载额定电流的5%10%来设计。,环流电抗器的设置,三相零式反并联可逆线路必须在正、反两个回路中各设一个环流电抗器，因为其中总有一个电抗器会因流过直流负载电流而饱和，失去限流作用。例如：在图 3-9a 中当正组VF整流时，流过负载电流，使 Lc1 铁
15、芯饱和，只能依靠在逆变回路中的 Lc2 限制环流。同理，当反组VR整流时，只能依靠 Lc1限制环流。,在三相桥式反并联可逆线路中，由于每一组桥又有两条并联的环流通道，总共要设置4个环流电抗器。,1,2,M,VF,VR,a,b,c,A,B,C,-,环流电抗器的设置（续）,环流电抗器的设置（续）,在三相桥式交叉连接可逆线路中，由于电源独立，每一组桥只有一条环流通道，因此只要设置2个环流电抗器。,3.1.3 转速制动过程的分析,主电路,主电路采用两组三相桥式晶闸管装置反并联的可逆线路，其中：正组晶闸管VF，由GTF控制触发，正转时，VF整流；反转时，VF逆变。反组晶闸管VR，由GTR控制触发，反转时
16、，VR整流；正转时，VR逆变。,给定与检测电路（转速）,根据可逆系统正反向运行的需要，给定电压、转速反馈电压、电流反馈电压都应该能够反映正和负的极性。这里给定电压：正转时，KF闭合，U*n=“+”；反转时，KR闭合，U*n=“-”。转速反馈：正转时，Un=“-”，反转时，Un=“+”。,给定与检测电路（电流）,电流反馈电压：正转时，Ui=“+”；反转时，Ui=“-”。注意：由于电流反馈应能否反映极性，因此图中的电流互感器需采用直流电流互感器或霍尔变换器，以满足这一要求。,控制电路,控制电路采用典型的转速、电流双闭环系统，其中：转速调节器ASR控制转速，设置双向输出限幅电路，以限制最大起制动电流
17、；电流调节器ACR控制电流，设置双向输出限幅电路，以限制最小控制角 min 与最小逆变角 min。,（2）控制方式,采用同步信号为锯齿波的触发电路时，移相控制特性是线性的，两组触发装置的控制特性如图所示。,反转时：0，r 90，VR整流：Ud0r=“+”；Uc 0，f 90，VF逆变：Ud0f=“-”。,正转时：Uc 0，f 90，VF整流：Ud0f=“+”；0，r 90，VR逆变：Ud0r=“-”。,停转时：Uc=0，r=f=90，Ud0f=Ud0r=0。,AR=“-”VR逆变,2.工作过程,正向运行过程：KF闭合，U*n=“+”U*i=“-”Uc=“+”,电动机正向运行,VF整流,正向运行
18、过程系统状态,有环流系统正向运行过程,-,-,P,n,制动过程,整个制动过程可以分为两个主要阶段，其中还有一些子阶段。主要阶段分为：I.本组逆变阶段；II.它组制动阶段。现以正向制动为例，说明有环流可逆调速系统的制动过程。,I.本组逆变阶段,在这阶段中，电流由正向负载电流下降到零，其方向未变，因此只能仍通过正组VF流通，具体过程如下：发出停车（或反向）指令后，转速给定电压突变为零（或负值）；ASR输出跃变到正限幅值+U*im；ACR输出跃变成负限幅值-Ucm；VF由整流状态很快变成的逆变状态，同时反组VR由待逆变状态转变成待整流状态。,在VF-M回路中，由于VF变成逆变状态，极性变负，而电机反
19、电动势 E 极性未变，迫使电流迅速下降，主电路电感迅速释放储能，企图维持正向电流，这时,大部分能量通过 VF 回馈电网，所以称作“本组逆变阶段”。由于电流的迅速下降，这个阶段所占时间很短，转速来不及产生明显的变化，其波形图见图4-10中的阶段 I。,本组逆变过程系统状态,Id,-,-,.它组制动阶段,当主电路电流下降过零时，本组逆变终止，第 I 阶段结束，转到反组 VR 工作，开始通过反组制动。从这时起，直到制动过程结束，统称“它组制动阶段”。它组制动阶段又可分成三个子阶段：它组建流子阶段；它组逆变子阶段；反向减流子阶段。,它组建流子阶段,（1）Id 过零并反向，直至到达-Idm 以前，ACR
20、并未脱离饱和状态，其输出仍为-Ucm。这时，VF和 VR 输出电压的大小都和本组逆变阶段一样，但由于本组逆变停止，电流变化延缓，的数值略减，使,（2）反组VR由“待整流”进入整流，向主电路提供 Id。由于反组整流电压 Ud0r 和反电动势 E 的极性相同，反向电流很快增长，电机处于反接制动状态，转速明显地降低，因此，又可称作“它组反接制动状态”。,反接制动过程系统状态,Id,-,-,它组逆变子阶段,当反向电流达到 Idm 并略有超调时，ACR输出电压 Uc 退出饱和，其数值很快减小，又由负变正，然后再增大，使VR回到逆变状态，而 VF 变成待整流状态。此后，在ACR的调节作用下，力图维持接近最
21、大的反向电流 Idm，因而,电机在恒减速条件下回馈制动，把动能转换成电能，其中大部分通过 VR 逆变回馈电网，过渡过程波形为图4-10中的第 II2 阶段，称作“它组回馈制动阶段”或“它组逆变阶段”。由图可见，这个阶段所占的时间最长，是制动过程中的主要阶段。,它组回馈制动过程系统状态,-,-,反向减流子阶段,在这一阶段，转速下降得很低，无法再维持-Idm，于是电流立即衰减。在电流衰减过程中，电感 L上的感应电压 LdId/dt 支持着反向电流，并释放出存储的磁能，与电动机断续释放出的动能一起通过VR逆变回馈电网。如果电机随即停止，整个制动过程到此结束。,M,VR,VF,-1,AR,GTR,GT
22、F,Uc,ASR,ACR,U*n,+,-,Un,Ui,U*i,+,-,TG,Lc1,Lc2,Lc3,Lc4,TM,TA,Ld,Uc,Id,反向减流过程系统状态,0,-,-,制动过程系统响应曲线,-Idm,IdL,-Ucm,E,图4-10 配合控制有环流可逆直流调速系统正向制动过渡过程波形,反向起动,如果需要在制动后紧接着反转，Id=-Idm的过程就会延续下去，直到反向转速稳定时为止。由于正转制动和反转起动的过程完全衔接起来，没有间断或死区，这是有环流可逆调速系统的优点，适用于要求快速正反转的系统。,反向起动过程系统状态,-,-,有环流系统可逆运行曲线,3.1.4 无环流控制的可逆晶闸管-电动机
23、系统,概述 有环流可逆系统虽然具有反向快、过渡平滑等优点，但设置几个环流电抗器终究是个累赘。因此，当工艺过程对系统正反转的平滑过渡特性要求不很高时，特别是对于大容量的系统，常采用既没有直流平均环流又没有瞬时脉动环流的无环流控制可逆系统。,系统分类 按照实现无环流控制原理的不同，无环流可逆系统又有大类：逻辑控制无环流系统；错位控制无环流系统。,控制原理,逻辑控制的无环流可逆系统 当一组晶闸管工作时，用逻辑电路（硬件）或逻辑算法（软件）去封锁另一组晶闸管的触发脉冲，使它完全处于阻断状态，以确保两组晶闸管不同时工作，从根本上切断了环流的通路，这就是逻辑控制的无环流可逆系统。,错位控制的无环流可逆系统
24、,在错位控制的无环流可逆系统中，同样采用配合控制的触发移相方法，但两组脉冲的关系是 r+f=300，甚至是 r+f=360，也就是说，初始相位整定在 r=f=150 或180。这样，当待逆变组的触发脉冲来到时，它的晶闸管已经完全处于反向阻断状态，不可能导通，当然就不会产生瞬时脉动环流了。鉴于目前错位控制的无环流可逆系统实际应用已经较少，本课程不再详细介绍。,1.逻辑控制的无环流可逆系统,本节将着重讨论逻辑控制的无环流可逆系统的系统结构、控制原理和电路设计。（1）系统的组成 逻辑控制的无环流可逆调速系统（以下简称“逻辑无环流系统”）的原理框图示于下图该系统结构的特点为：,逻辑控制无环流系统结构,
25、图3-11 逻辑控制无环流可逆调速系统原理框图,系统结构的特点,主电路采用两组晶闸管装置反并联线路；由于没有环流，不用设置环流电抗器；仍保留平波电抗器 Ld，以保证稳定运行时电流波形连续；控制系统采用转速、电流双闭环方案；电流环分设两个电流调节器，1ACR用来控制正组触发装置GTF，2ACR控制反组触发装置GTR；,系统结构的特点（续）,1ACR的给定信号经反号器AR作为2ACR的给定信号，因此电流反馈信号的极性不需要变化，可以采用不反映极性的电流检测方法。为了保证不出现环流，设置了无环逻辑控制环节DLC，这是系统中的关键环节。它按照系统的工作状态，指挥系统进行正、反组的自动切换，其输出信号
26、Ublf 用来控制正组触发脉冲的封锁或开放，Ublr 用来控制反组触发脉冲的封锁或开放。,（2）工作原理,正向运行：,-,-,反向运行,-,-,2无环流逻辑控制环节,（1）逻辑控制环节的设计要求DLC的输入要求：分析V-M系统四象限运行的特性，有如下共同特征：正向运行和反向制动时，电动机转矩方向为正，即电流为正；反向运行和正向制动时，电动机转矩方向为负，即电流为负。因此，应选择转矩信号作为DLC的输入信号。,由于ACR的输出信号正好代表了转矩方向，即有：正向运行和反向制动时，U*i为正；反向运行和正向制动时，U*i为负。又因为 U*I 极性的变化只表明系统转矩反向的意图，转矩极性的真正变换还要
27、滞后一段时间。只有在实际电流过零时，才开始反向，因此，需要检测零电流信号作为DLC的另一个输入信号。,DLC的输出要求,正向运行：VF整流，开放VF，封锁VR；反向制动：VF逆变，开放VF，封锁VR；反向运行：VR整流，开放VR，封锁VF；正向制动：VR逆变，开放VR，封锁VF；因此，DLC的输出有两种状态：VF开放 Ublf=1，VF封锁 Ublf=0；VR开放 Ublr=1，VR封锁 Ublr=0。,DLC的内部逻辑要求,对输入信号进行转换，将模拟量转换为开关量；根据输入信号，做出正确的逻辑判断；为保证两组晶闸管装置可靠切换，需要有两个延时时间：(1)t1延时 关断等待时间，以确认电流已经
28、过零，而非因电流脉动引起的误信号；(2)t2延时 触发等待时间，以确保被关断的晶闸管已恢复阻断能力，防止其重新导通。,具有逻辑连锁保护功能，以保证在任何情况下，两个信号必须是相反的，决不容许两组晶闸管同时开放脉冲，确保主电路没有出现环流的可能。,（2）电路总体结构,这样，根据上述分析DLC电路应具有如下结构：,（3）无环流逻辑控制环节的实现,无环流逻辑控制环节是逻辑无环流系统的关键环节，它的任务是：当需要切换到正组晶闸管VF工作时，封锁反组触发脉冲而开放正组脉冲；当需要切换到反组VR工作时，封锁正组而开放反组。通常都用数字控制，如数字逻辑电路、微机软件、PLC等，用以实现同样的逻辑控制关系。,
29、软件逻辑控制,图4-12 逻辑控制切换程序流程图,3.逻辑无环流系统的其他方案,在图4-11的逻辑控制无环流可逆调速系统中，采用了两个电流调节器和两套触发装置分别控制正、反组晶闸管。实际上任何时刻都只有一组晶闸管在工作，另一组由于脉冲被封锁而处于阻断状态，这时它的电流调节器和触发装置都是等待状态。采用模拟控制时，可以利用电子模拟开关选择一套电流调节器和触发装置工作，另一套装置就可以节省下来了。,逻辑选触无环流可逆系统,图3-13 逻辑选触无环流可逆系统的原理框图,图中：SAF，SAR分别是正、反组电子模拟开关。采用数字控制时，电子开关的任务可以用条件选择程序来完成，实际系统都是逻辑选触系统。此
30、外，触发装置可采用由定时器进行移相控制的数字触发器，或采用集成触发电路。,4.无环流系统可逆运行曲线,5.逻辑无环流系统的评价,优点：省去环流电抗器，没有附加的环流损耗；节省变压器和晶闸管装置等设备的容量；降低因换流失败而造成的事故。缺点：由于延时造成了电流换向死区，影响 过渡过程的快速性。,3.1.5 PWM可逆直流调速系统,中、小功率的可逆直流调速系统多采用由电力电子功率开关器件组成的桥式可逆PWM变换器，前面 绘出了 PWM 可逆调速系统的主电路，其中功率开关器件采用 IGBT，在小容量系统中则可用将IGBT、续流二极管、驱动电路以及过流、欠压保护等封装在一起的智能功率模块IPM。,系统
31、组成,图3-16 PWM可逆直流调速系统原理图,系统组成（续）,图中UR整流器；UPEM桥式可逆电力电子变换器，主电路与图1-22相同，须要注意的是，直流变换器必须是可逆的；GD驱动电路模块，内部含有光电隔离电路和开关放大电路；,系统组成（续）,UPWPWM波生成环节，其算法包含在单片微机软件中；TG为测速发电机，当调速精度要求较高时可采用数字测速码盘；TA霍尔电流传感器；给定量 n*，I*d 和反馈量 n，Id 都已经是数字量。,系统控制,该原理图的硬件结构如图3-16所示，控制系统一般采用转速、电流双闭环控制，电流环为内环，转速环为外环，内环的采样周期小于外环的采样周期。无论是电流采样值还
32、是转速采样值都有交流分量，常采用阻容电路滤波，但阻容值太大时会延缓动态响应，为此可采用硬件滤波与软件滤波相结合的办法。,系统控制（续）,当转速给定信号在-n*max 0+n*max 之间变化并达到稳态后，由微机输出的PWM信号占空比在 0 0 的范围内变化，使UPEM的输出平均电压系数为=1 0+1实现双极式可逆控制。,在变流中，为了避免同一桥臂上、下两个电力电子器件同时导通而引起直流电源短路，在由 VT1、VT4 导通切换到 VT2、VT3 导通或反向切换时，必须留有死区时间。对于功率晶体管，死区时间约需30s；对于IGBT，死区时间约需5s或更小些。,3.2 弱磁控制的直流调速系统,本节提
33、要调压与弱磁的配合控制非独立控制励磁的调速系统弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调节器的设计,3.2.1 调压与弱磁的配合控制,概 述 在他励直流电动机的调速方法中，前面讨论的调电压方法是从基速（即额定转速 nN）向下调速。如果需要从基速向上调速，则要采用弱磁调速的方法，通过降低励磁电流，以减弱磁通来提高转速。,两种调速方式,1.恒转矩调速方式 按照电力拖动原理，在不同转速下长期运行时，为了充分利用电机，都应使电枢电流达到其额定值 IN。于是，由于电磁转矩 Te=Km Id，在调压调速范围内，因为励磁磁通不变，容许的转矩也不变，称作“恒转矩调速方式”。,2.恒功率调速方式 而在弱磁调
34、速范围内，转速越高，磁通越弱，容许的转矩不得不减少，转矩与转速的乘积则不变，即容许功率不变，是为“恒功率调速方式”。,由此可见，所谓“恒转矩”和“恒功率”调速方式，是指在不同运行条件下，当电枢电流达到其额定值 IN 时，所容许的转矩或功率不变，是电机能长期承受的限度。实际的转矩和功率究竟有多少，还要由其具体的负载来决定。,恒转矩类型的负载适合于采用恒转矩调速方式，而恒功率类型的负载更适合于恒功率的调速方式。但是，直流电机允许的弱磁调速范围有限，一般电机不超过 1:2，专用的“调速电机”也不过是 1:3 或 1:4。,调压和弱磁配合控制 当负载要求的调速范围更大时，就不得不采用调压和弱磁配合控制
35、的办法，即在基速以下保持磁通为额定值不变，只调节电枢电压，而在基速以上则把电压保持为额定值，减弱磁通升速，这样的配合控制特性示于下图。,电枢电压与励磁配合控制特性,Te,N,nN,nmax,UN,U,P,图3-17 变压与弱磁配合控制特性,从图中可知：调压与弱磁配合控制只能在基速以上满足恒功率调速的要求，在基速以下，输出功率不得不有所降低。,3.2.2 非独立控制励磁的调速系统,1.系统设计要点：在基速以下调压调速时，保持磁通为额定值不变；在基速以上弱磁升速时，保持电压为额定值不变；弱磁升速时，由于转速升高，使转速反馈电压也随着升高Un，因此必须同时提高转速给定电压Un*，否则转速不能上升。,
36、2.独立控制励磁的调速系统,独立控制励磁的调速系统结构,系统部件说明,图中RP2 给定电位器；AFR 励磁电流调节器；VFC 励磁电流可控整流装置。,工作原理,在基速以下调压调速时，RP2不变保持磁通为额定值，用RP1调节转速，此时，转速、电流双闭环系统起控制作用；在基速以上弱磁升速时，通过RP2减少励磁电流给定电压，从而减少励磁磁通，以提高转速；为保持电枢电压为额定值不变，同时需要调节RP1，以提高电压。,由于需要分别调节RP1和RP2，因此称为独立控制励磁的调速系统。,3.非独立控制励磁的调速系统,在调压调速系统的基础上进行弱磁控制，调压与调磁的给定装置不应该完全独立，而是要互相关联的。从
37、上图可以看出，在基速以下，应该在满磁的条件下调节电压，在基速以上，应该在额定电压下调节励磁，因此存在恒转矩的调压调速和恒功率的弱磁调速两个不同的区段。,实际运行中，需要选择一种合适的控制方法，可以在这两个区段中交替工作，也应该能从一个区段平滑地过渡到另一个区段中去，下图便是一种已在实践中证明很方便有效的控制系统，称作非独立控制励磁的调速系统。,系统组成,TVD,AE,图3-18 非独立控制励磁的调速系统,系统部件说明,图中TVD 电压隔离器；AE 电动势运算器；AER 电动势调节器；,工作原理,控制的基本思想 根据 E=Ke n 原理，若能保持电动势E不变，则减少电动机的励磁磁通，可以达到提高
38、转速的目的。为此，在励磁控制系统中引入电动势调节器 AER，利用电动势反馈，使励磁系统在弱磁调速过程中保持电动势 E 基本不变。,电动势的检测：,由于直接电动势比较困难，因此，采用间接检测的方法。通过检测电压 Ud 和电流 Id，根据 E=Ud RId+LdId/dt，由电动势运算器 AE，算出电动势 E 的反馈信号 Ue。电动势的给定：由RP2提供基速时电动势的给定电压Ue*，并使Ue*=95%UN。,控制过程,在基速以下调压调速:设置 n Ue，AER饱和，相当于电势环开环；AER的输出限幅值设置为满磁给定，加到励磁电流调节器AFR，由AFR调节保持磁通为额定值；用RP1调节转速，此时，转
39、速、电流双闭环系统起控制作用；,控制过程（续）,在基速以上弱磁升速:调节RP1提高转速给定电压，使转速上升。当 n 95%UN 时，E 95%UN，使 Ue*Ue，AER开始退饱和，减少励磁电流给定电压，从而减少励磁磁通，以提高转速。,系统运行分析,如果负载是恒功率负载，则 Id 和 Ud 都保持满磁时的稳态值不变；如果是恒转矩负载，则随着下降，Id 和Ud 都上升，所以在电动势给定设置时留有5%的余量，让 Ud 可以上升到100%UN。,AE的设计,反电势信号的重构 根据直流调速系统主电路回路方程（3-96）可采用运算放大器组成模拟计算电路来实现AE。,AE的模拟电路结构,3.2.3 弱磁过
40、程的直流电机数学模型和弱磁 控制系统转速调节器的设计,前面讨论的直流电动机数学模型都是在恒磁通条件下建立的，它不能适用于弱磁过程。当磁通为变量时，参数Ce和Cm都不能再看作常数，而应被 Ke 和 Km 所取代，这时电动势和电磁转矩应改成,变参数直流电动机数学模型,弱磁过程的直流电动机动态结构,图3-19 弱磁过程直流电动机的动态结构图,注意：,（1）图3-19是包含线性与非线性环节的结构图，其中只有线性环节可用传递函数表示；（2）乘法器等非线性环节的输入与输出变量只能是时间函数，因此各变量都用时间函数标注。（3）非线性环节与线性环节的联接纯属结构上的联系，在采用仅适用于线性系统的等效变换时须十
41、分慎重。,转速调节器的设计 由于在弱磁过程中直流电动机是一个非线性对象，如果转速调节器ASR仍采用线性的PI调节器，将无法保证在整个弱磁调速范围内都得到优良的控制性能。为了解决这个问题，原则上应使ASR具有可变参数，以适应磁通的变化。一种简单的办法是在ASR后面增设一个除法环节，使其输出量（表示Te*）除以磁通后再送给ACR作为输入量，如图2-38所示。,图3-20 弱磁控制系统中的转速环结构图,如果忽略电流环小时间常数 1/Kl 的影响，则和两个非线性环节相邻，可以对消，使ASR的控制对象简化成线性的。于是，ASR便可按一般适用于线性系统的方法来设计。在基速以下的恒磁控制时，所设计的ASR仍能适用。在微机数字控制系统中，调节器的参数可以随磁通实时地变化，就可以考虑电流环小时间常数的影响了。,本章小结,本章以转速、电流双闭环直流调速系统为重点介绍了多环控制系统的结构、控制规律、性能特点和设计方法。采用模拟PI调节器控制的转速、电流双闭环直流调速系统是V-M系统的经典控制结构，曾经得到广泛的应用。熟悉和掌握本章内容是学习电力传动控制系统的基本要求和重要基础。,
