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1、通信电子电路,何丰 主编重庆邮电学院人民邮电出版社,第三章高频功率放大器的结构与实现3.1概述 3.2丙类谐振功放的结构和原理3.3 实际丙类谐振功放原理分析3.4谐振功放的耦合和设计原则 3.5丙类倍频器 3.6*宽带高频功率放大器 3.7*功率合成与功率分配电路3.8*D、E类谐振功放3.9 电路与信号,第三章高频功率放大器的结构与实现,功率放大器是指能输出大功率信号的放大电路，它可以分为低频功放和高频功放两类其中节能、高效的具体表现是：在输入信号为零时，电路应基本不耗能；在输入不为零时，电路有足够大的输出功率和尽可能高的效率进一步体会到：实际电路和电路的性能总是与特定信号环境和信号类型相
2、联系的，否则电路的优势就不能体现,3.1概述,一般来说，信号最低频率fimin与最高频率fimax满足2fiminfimax关系时，放大电路被称为窄带放大器，与窄带放大器相对应的是宽带放大器，它的最大特点在于最低信号频率fimin的某些倍频仍属于有用频率范围。常见的高频宽带功率放大器有A类(也称甲类)和B类(也称乙类)两种，它们的工作原理和结构与低频甲、乙类功放基本一样，,3.1概述,3.1概述,下面就提高效率的基本思路介绍如下：1通过减小增益元器件在信号周期内的导通时间，来提高功放效率。2设法减小导通时，增益元器件的功3频带选通部分应选用本身耗能低的LC选频网络*,3.2丙类谐振功放的结构和
3、原理,丙类谐振功率放大器也称为C类高频窄带功放。A类功放的放大管应在整个输入信号周期内工作于放大状态；B类功放中的放大管只有半个周期处于放大状态，另半周则处于截止状态；C类功放中的放大管一般来说只有小于半周的时间工作于放大状态。,3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,非饱和是指放大管在导通时间内只处于管子的放大区，而没有进入饱和区的工作情况。如将iC 波中的虚实线合起来就有了一个完整的正弦波，设此完整正弦波的振幅为Icm，那么：(3-2-1)如=，则管子在整个信号周期内处于放大区，这时称管子为甲类工作状态；如=/2，则称管子处于乙类工作状态；如/2，则称管子处于丙类工作状态。严格说来，只要，且具
4、有图中的特定电路结构就可称为丙类放大器，但由于实际中的 均满足小于/2的条件，所以有丙类功放中放大管/2的说法。,3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,图3-2-1（a）中的高频扼波圈，对直流信号相当于短路。因此，晶体管电压vC E(t)的直流分量以及隔直电容C0上的直流电压分量都应为VCC。若C0的容量很大，则：(3-2-2)另外，从电路结构也能得知，由VCC 提供的直流电流Idc只能流经放大管到地，也就意味着iL(t)的直流成分为零，的直流成分与Idc相同。由波形经傅里叶级数分解后可得：(3-2-3)若R、L、C、C0组成的总阻抗远小于RFC的感抗，则的交流成分只能通过C0和并联谐振回路到地
5、。这时：(3-2-4),3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,(3-2-5)若频带选通电路，即并联谐振电路的L、C谐振于输入信号频率s，且R相对不太小的话，输出信号vo(t)可近似表示为：(3-2-6)而谐波电流则通过L、C被释放掉了，不形成有效的输出电压分量。,3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,若三极管导通时未进入饱和区，则输出交流功率Po，直流电源输出功率Pd，放大器效率 分别可表示为：式中，称为电压利用系数（=Vom/VCC）。由式（3-2-2）知，在保证不进入饱和状态下，的最大值为：(3-2-10)若饱和压降VCE(sat)=0，则式（3-2-9）变为：(3-2-11),3.2.1 非
6、饱和下的丙类功放分析,例题：设计一个C类放大器。采用N沟道增强型VMOSFET管子作为电路的增益元件，要求电路向负载R提供25W的功率，放大器效率为85%，忽略管子可变电阻区带来的影响。工作频率为50MHz，电源电压为正12伏。,3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,解：根据题意画出相应电路如图3-2-3所示。图中CD对交流短路，C和L谐振于工作频率。在忽略可变电阻区的影响条件下，可令：Vom=VDD=12V，那么R=122/(225)=2.88。由式（3-2-11）可得：=73.5 o（也可由附录C的g1得到）。又将ID 1m=2Po/Vom代入式(3-2-5)可得放大管的最大漏极电流ID m
7、ax=7.884(A)。由式（3-2-2）有vD max=VDD+Vom=24V。若设R、L、C回路的品质因素Q=5，则有：,3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,L=R/(Q)=1.8310-3(H)C=1/(L2)=5.52610-3(F)若取RFC的感抗 RFC 25ZL，则：若取，则：,3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,在前述各公式的假设条件下，也可写出如下关系：(3-2-12)(3-2-13)可见：在 st 范围内，与vCE(t)的关系在放大区仍可能是直线关系。,3.2.1 非饱和下的丙类功放分析,3.2.2 进入饱和区的丙类功放分析,3.2.2 进入饱和区的丙类功放分析,为了便于与
8、节的非饱和情况相区别，我们常将有部分时间进入饱和的情况称为丙类功放的过压工作状态；否则，称为欠压工作状态；而将过压与欠压的临界情况称为临界工作状态。,3.2.2 进入饱和区的丙类功放分析,首先，我们设理想情况下的三极管输出特性曲线如图3-2-5（a）所示；同时，设管子在饱和区内与vCE应满足下式：(3-2-14)式中，Scr近似为常数，表示了饱和线（或临界饱和线）的斜率大小，反映了 基本只受vCE 影响的性能特点。,3.2.2 进入饱和区的丙类功放分析,例题3.2.2 电路结构如图3-2-1（a）所示。三极管的Scr为0.41S，电路处于临界工作状态，电压利用系数=0.9，VCC=30V，导通
9、角为90 o。求Vom，R，Po。解：由电压利用系数定义，Vom=VCC=27 V；考虑电路工作于临界状态，以及Scr的定义，可得：,3.2.2 进入饱和区的丙类功放分析,在=90 o条件下，由式（3-2-5）可得：又由式（3-2-6）有：谐振时，又由式（3-2-7）得,3.2.3 丙类功放的性能分析,1.负载R的变化,3.2.3 丙类功放的性能分析,2.输出回路直流电压VCC的变化,3.2.3 丙类功放的性能分析,例题3.2.3 已知一处于临界工作状态的丙类功率放大器。在单音激励下的输出功率为35W，此时的VCC=50V。如功放的集电极电压特性如图3-2-8所示。试求在其它条件不变时，VCC
10、减半后的电路输出功率为多少？解：从图3-2-8的集电极电压特性得知：VCC减半时，基波电流振幅应减半，而；所以，在VCC=25V时，。,3.2.3 丙类功放的性能分析,三.输入回路直流电压变化,3.2.3 丙类功放的性能分析,4.输入交流信号的振幅变化,3.2.3 丙类功放的性能分析,例题3.2.4 已知某一由场效应管组成的丙类功放，其输入回路如图3-2-9（a）所示。其中场效应管的转移特性如图3-2-11所示。当VGG=2V，Vim=2V时放大器处于临界工作状态，其效率为70%。试问：在其它条件不变情况下，Vim由2伏变成1伏后，功放效率如何？,3.2.3 丙类功放的性能分析,解：由于VGG
11、=2V，所以无论Vim为何值，管子的导通角均为90 o。又由已知的转移特性可知：Vim减半后，的最大值也应减半。由式（3-2-3）和式（3-2-5），和也会减半。这样，利用式（3-2-9）可得到Vim减半后，值也应减半。,3.3实际丙类谐振功放的原理分析,3.3.2 丙类功放输出电路的特性,在图3-2-1(a)的并联谐振负载型丙类功放中，C、E端的交流电压本应为标准正弦波(在正弦激励下)。但若考虑到实际情况，C、E两端要保持标准的正弦交流波形是不可能的。第一，在管子C、E端的大电压变化情况下，从三极管的C、E极看进去的输出等效电容的变化是极大的。由这一等效电容和电路中C、L共同构成的谐振回路的
12、谐振频率将不可能固定不变，那么在管子截止期间和其它时间内，由电容滤除高频谐波的能力就不可能相同。因而从时域来看vo(t)是不理想的。,3.3.2 丙类功放输出电路的特性,第二，在管子饱和工作期间，饱和电流与vCE的特殊关系(见近似表达式，即式(3-2-14)决定了vCE(t)的负峰会受到低饱和电阻(1/Scr)的泻放而发生畸变。第三、如进一步考虑到在高频工作时，电路中的引线等引起的大量分布电抗和小数值L、C难以实现性，以及并联Q值不可能很大的实际情况，要得到理想的vo(t)也是不可能的。,3.3.2 丙类功放输出电路的特性,由图3-3-2，的大小可通过电容Cc来计算。电容Cc上的电流为：i(t
13、)=IdciCio(3-3-1)由于容值Cc和电流iC的大小难于用数学式子来表达，从而导致了的计算变得不可能进行。,3.3.2 丙类功放输出电路的特性,图3-3-1（b）的波形为实验所得，在工程设计中可采用下列公式进行估算。,3.3.3 丙类功放输入电路的特性,图3-2-1（a）的输入回路存在着两个方面的缺陷。第一，在PN结单向导通特性的影响下，信号源输出的电流波形严重偏离了输入的变化规律。第二，要使输出谐波分量少，应尽可能的使波形在导通期间与输入信号的变化规律一致。,3.3.4 输入电路的直流馈电方式,所谓馈电是指直流通路的情况。由于输出直流通路通常都与图3-3-1(a)类似，所以，下面只对
14、输入回路的情况进行讨论。3.3.1 在三极管B、E两极间形成自身反偏压的条件是什么？,3.3.4 输入电路的直流馈电方式,3.4谐振功放的耦合和设计原则,初步设计包括两个方面的内容。一是对信源与放大器、放大器与负载联接方式的设计问题，即匹配网络的设计问题；另一个则是放大器本身的设计问题，它主要包括管子的选取、输入信号阻抗和输出负载阻抗的取值问题。,3.4.1 复制电路举例,例题3.4.1 某一晶体管，在146MHz，VCC=12.5 V时，按图3-3-1(a)类似电路给50 负载提供20W的输出功率(PL)，电路功率增益GP=10.8dB，并且大信号阻抗Zc=3.3j1.7，ZB=1.64j0
15、.78。试说明含义。解：题中的大信号阻抗理解为上述特定晶体管的电路指标下，三极管C、E间外接基波交流负载阻抗和B、E间看出的基波阻抗的最佳值已经给定，见图3-4-1。,3.4.1 复制电路举例,3.4.1 复制电路举例,如考虑到RFC1、RFC2的交流阻抗很大，即实际可取则,3.4.1 复制电路举例,有关Zo和Zs的进一步确定问题，将在小节的匹配网络部分中讲解。因为GP=10.8dB，而在Zo和Zs网络中，只有负载RL和信源内阻Rs消耗能量，则输入三极管的能量，也就是信源输出的能量为若这时已知集电极效率为60%，则直流电源输出功率为：Pd=Po/60%33.33(W)，流过RFC2的直流电流I
16、dc/VCC=2.67(A)。,3.4.1 复制电路举例,例题3.4.2 现需设计一功率放大器，工作频率为170MHz，输出功率为10W。电路工作于临界状态的C类放大器。解：首先，讨论三极管应满足的条件,3.4.1 复制电路举例,（1）为了减小工作频率的变化对管子放大倍数的影响，也为了使管子的引线电感，结电容等电抗分量的影响最小，应使所选管子的fT越大越好。但限于成本和实际管子的制造水平，管子的fT与工作中心频率fs应满足下式：,3.4.1 复制电路举例,（2）由题知，电路的输入信号应为等幅、频率可变的信号，如第八章图8-3-21的信号，这样管耗可认为基本恒定。如输出负载网络中只有负载消耗能量
17、，则管耗为Pcmax=Po/Po。的PCM应满足下式：PCM 2.5Pcmax 10.7(W),3.4.1 复制电路举例,3对三极管V(BR)CEO的要求。在考虑到管子的二次击穿，谐波电压，以及在调试中出现的失谐情况，应有下式的限制。V(BR)CEO 3VCC（3-4-3）4对三极管ICM的要求。如考虑到输入信号的频率范围，以及电路的基本正常工作等实际情况，ICM应满足：ICM 2Idc=2(Po/)/VCC（3-4-4）,3.4.1 复制电路举例,综合上述条件，查阅大功率三极管手册，可选取3DA22B，其指标为：PCM=15W，ft 400MHZ，ICM=1.5AVCE(sat)1.5A，V
18、(BR)CEO 55V，Cob 40pF通过相应的计算，可取电路VCC=20V，Idc=0.71A。,3.4.1 复制电路举例,现在，我们再来讨论管子交流通路的ZB和，如图3-4-2所示。忽略三极管输出引线电感后可分析如下：对输出回路，C、E端的并联等效电阻R为：(3-4-5)也就有(3-4-6),3.4.3 耦合电路,耦合电路是为解决电信号能否有效地进行传输提出来的。1.基本阻抗变换电路令：(3-4-7)可得：(3-4-8),3.4.3 耦合电路,又由(a)图有：，由(b)图有：将式（3-4-8）、式（3-4-9）代入，令：,3.4.3 耦合电路,2.运用举例,3.4.3 耦合电路,由式（3
19、-4-12）有：(3-4-14)又由式(3-4-10)得：(3-4-15)(3-4-16),3.4.3 耦合电路,3.4.3 耦合电路,电容C的大小由下式决定：(3-4-17)即(3-4-18)为讨论由上式决定的电容大小对网络通带的影响，可令=s+代入式(4-4-17)，得：(3-4-19)将式(3-4-18)代入上式，并整理得(3-4-20)三.常用L、C匹配网络,三.常用L、C匹配网络,3.4.4 调整与调谐,调谐是指将放大器的各个谐振回路调整到输入信号频率上，以保证有用功率的最大传递和减小无用功率信号在各元器件之间的交换。这有利于三极管安全可靠地工作。调整是指在基频下的匹配电阻大小的调整
20、，以使信号源能向放大管输入端提供最大的信号，使放大管能向负载提供最大的功率输出。,3.4.4 调整与调谐,结合丙类功放的特点，我们在调整、调谐时应注意以下两方面情况。第一，由于分布参数的存在，设计的不精确性等因素，使得在电路中总安排了可调的电抗元件。第二，调谐和调整是不可分的。从3-4-3小节第二部分的设计就能说明这一现象。尽管如此，我们还是能从具体电路中找出对调整或调谐起关键作用的元器件。,3.4.4 调整与调谐,具体操作步骤是：首先将VCC减半后加于电路，再将输入信号从零开始增加，在振幅增大过程中要不断调整各可调电抗元件使电路总处于调谐和调整好了的最佳状态，直到输出变化不大为止。接着再逐步
21、加大VCC和输入信号幅度，并反复调整和调谐，直到满足要求为止。,3.4.4 调整与调谐,3.5丙类倍频器,倍频器是指输出信号频率为输入信号频率整数倍的频率变换电路。如为两倍时，就称为二倍频器；如为三倍时，就称为三倍频器。,3.5丙类倍频器,以图3-2-1(a)电路为例，输出回路调谐于n倍的输入信号频率上，并且在放大管未进入饱和区的情况下，对iC的余弦脉冲进行付氏级数分解后可得：直流成分(3-5-1)有用频率的振幅，即输入信号的n次谐波振幅为：(3-5-2),3.5丙类倍频器,另外，与丙类功放类似的公式有：(3-5-3)(3-5-4)例题3.5.1 设计一个二倍频器，它在VCC=12V时，向负载
22、提供0.5W的功率。放大器工,3.5丙类倍频器,作于临界状态，VCE(sat)=0.5(V)。解：为了获得最大输出，可通过改变输入激励和偏置使=2/3n=60o，这时：故：代入式（3-5-1）可得：Idc0.07(A)代入式（3-5-4）可得：59.5%,3.6宽带高频功率放大器,宽带高频功率放大器又称为线性高频功放。它的主要特点是不具有滤除各次谐波的输入、输出选频网络。因此它具有如下性质：第一，功放中的放大器件只能对输入信号进行即时的、同比例的线性放大，不能产生输入没有的频率成分。因此只能采用甲、乙类线性功率放大器。第二，为使功率有效传输，在放大器与信源之间、放大器与负载之间都要有能在高频范
23、围内起作用的宽带匹配网络。,在低频电路的学习中，我们知道一个放大器总是有一定的频率范围，如用宽带和窄带来衡量，低频放大器一般都称为宽带放大器。如果是放大器的上限截止频率，是下限截止频率，那么窄带放大器应满足fh 2fL；宽带放大器应满足fh 5fL；特宽带放大器则应满足fh 100fL。,3.6.1 传输线变压器及其阻抗变换,传输线变压器是利用传输线的原理绕制的特殊变压器，它具有频带宽的特点。,3.6.1 传输线变压器及其阻抗变换,3.6.1 传输线变压器及其阻抗变换,设输出电阻上的电压为，则由图3-6-1(b)电路中线圈匝数相等，可得：(3-6-1)又由KVL得：(3-6-2)在匝数比相等和
24、同名端位置条件下，有(3-6-3)又由KAL得：(3-6-4)故(3-6-5),3.6.1 传输线变压器及其阻抗变换,3.6.1 传输线变压器及其阻抗变换,3.6.1 传输线变压器及其阻抗变换,3.6.2 传输线变压器的非理想情况,图3-6-5所示传输线的电压、电流关系应为(3-6-6)(3-6-7)其中，a为传输线的相移常数，单位为rad/m；l为传输线的长度；Zc为传输线的特性阻抗。,3.6.2 传输线变压器的非理想情况,3.6.2 传输线变压器的非理想情况,由此，可计算出图3-6-4（b）的1、3两端向右看进的输入阻抗Zi。(3-6-8)可见，只要Zc=RL或 l很小，则ZiRL。一般而
25、言，=2/=2f/c是一个与工作信号频率有关的数。,3.6.2 传输线变压器的非理想情况,同样，可得图3-6-1(c)电路的输入阻抗为(3-6-9)可见，只要Zc=RL和 l足够小，则ZiRL/4，这与3-6-1小节的结论是一致的。对图3-6-1(b)电路，有：(3-6-10)在RL=Zc和 l很小的条件下，上式与式（3-6-5）的结论一致。,3.6.2 传输线变压器的非理想情况,上限截止频率(3-6-11)下限截止频率(3-6-12)其中：l的单位为cm，f的单位为MHz；为铁芯在频率为fL时的相对导磁率。,3.6.2 传输线变压器的非理想情况,此外，在设计变压器时，还应考虑实际产生的磁通是
26、否小于所选磁芯的饱和磁通值Bm。具体表达式如下：(3-6-13)式中，为初级绕组上的压降；N为初级匝数；Ae是变压器的有效横切面积，单位为平方厘米。,3.6.2 传输线变压器的非理想情况,3.7功率合成与功率分配电路,因而就提出了将多个小功率放大器的输出信号通过一个无源、经济的网络合成起来形成大功率的输出。这种将功率合成起来的网络称为功率合成电路由此我们看到要实现上述大的功率输出，一定要使原多个小功率放大器的输入激励信号同相才行，实现同相的最简单电路是将一功率信号源能量进行分配的功率分配电路。,3.7功率合成与功率分配电路,合成、分配网络的作用由图3-7-1所示,3.7.1 功率分配器,图3-
27、7-2为两个具体的功率分配电路。其中RA和RB是两个负载电阻。,3.7.1 功率分配器,1.同相分配器由小节的分析法和图3-7-2（a）的具体电路，可得：(3-7-1)在RD0条件下，由电路分析得(3-7-2)(3-7-3)(3-7-4)(3-7-5)(3-7-6),3.7.1 功率分配器,当RA=RB时，上述各式变为：(3-7-7)(3-7-8)(3-7-9)(3-7-10)这时，RA和RB上获得的能量相同，两能量之和正好等于输入信号能量。,3.7.1 功率分配器,2.反相分配器(3-7-16)(3-7-17)(3-7-18)(3-7-19)(3-7-20),3.7.1 功率分配器,当RA=
28、RB时，上述各式变为：(3-7-21)(3-7-22)(3-7-23)(3-7-24)这时，RA和RB上得到的电压极性相反，RA和RB上获得的功率之和与信号源提供的功率相等。,3.7.2 功率合成器及线性功放电路,图3-7-3为一功率合成器。由图可见，它实际为反相功率分配器的逆运用。经分析可求得各电量与激励信号的关系为：(3-7-25)(3-7-26)(3-7-27)(3-7-28)(3-7-29),3.7.2 功率合成器及线性功放电路,在Ic1=Ic2条件下，有：(3-7-30)(3-7-31)(3-7-32)(3-7-33)(3-7-34),3.8*D、E类谐振功放,D、E类谐振功放的输出
29、回路是由窄带滤波器谐振回路构成的。它们与C类相比，最大的优点是具有高的效率，理论上效率可达到100%。在C类功放中，由于导通期间流经放大管的和vCE乘积不为零，甚至有时还较大，因而放大管的平均功耗不为零。而D、E类减小管耗的方法是：从电路结构上使不为零时，vCE基本为零，或vCE不为零时基本为零。也就是通过采用特殊电路实现管子在放大区的和vCE乘积几乎为零。,3.8.1 D类功放原理与设计考虑,D类功放采用两只极间电容很小的高速开关功率晶体管构成，电路结构如图3-8-1（a）所示。如用单向开关函数K1(t)表示，则有(3-8-1),3.8.1 D类功放原理与设计考虑,相应各电量表示如下：(3-
30、8-2)v o(t)(3-8-3)(3-8-4(3-8-5)(3-8-6)故：%(3-8-7),3.8.1 D类功放原理与设计考虑,如考虑到管子的饱和压降，式（3-8-1）和式（3-8-7）可变为(3-8-8)(3-8-9)如再加上管子C、E间电容等其它情况，一般D类放大器的效率可达到80%以上。,3.8.1 D类功放原理与设计考虑,3.8.1 D类功放原理与设计考虑,3.8.1 D类功放原理与设计考虑,设T1、T2两管按占空比50%轮流导通或截止，导通时管压降为零，截止时管子开路。同时设扼流圈RFC的感抗为无穷大，所流过的电流为直流Idc。那么(3-8-10)(3-8-11),3.8.1 D
31、类功放原理与设计考虑,由理想宽带变压器可得(3-8-12)若输出并联谐振回路的品质因数很大，则输出电流、电压可表示为(3-8-13)(3-8-14),3.8.1 D类功放原理与设计考虑,在输出v00的同时，VT2管应导通，VT1管应截止。这时：(3-8-15)(3-8-16)在输出v00的同时，VT1管应导通、VT2管应截止。这时：(3-8-17)(3-8-18),3.8.1 D类功放原理与设计考虑,结合式（3-8-15）和式（3-8-17），可得：(3-8-19)又考虑到理想电感上不应存在直流电压分量，即：(3-8-20)故(3-8-21),3.8.1 D类功放原理与设计考虑,将其代入式（3
32、-8-13）、式（3-8-14），得：(3-8-22)(3-8-23)故(3-8-24)(3-8-25)%(3-8-26),3.8.1 D类功放原理与设计考虑,3.8.1 D类功放原理与设计考虑,如考虑管子饱和压降，则式（3-8-19）就变为(3-8-27)相应有(3-8-28)(3-8-29)(3-8-30),3.8.1 D类功放原理与设计考虑,例题：设计一电流开关型D类功放电路，其负载为50，输出功率为5W，假设n/m=2，VCE(sat)为0.5V。解：由式（3-8-28）可得：如取谐振回路的Q=5，则：,3.8.2 E类功放原理,可做如下改进。第二，在管子C、E间并上一个适当的电容，以
33、保证iC 向载止过渡期间时vCE较小。第三，为防止三极管反转工作(C变E、E变C的工作)，应在管子C、E间接一个反向高速二极管。第四，为加速导通与截止的转换时间，输入信号应采用开关激励。这一激励在R、L、C失谐不大的情况下，对输出是无影响的。图中的Lo、Co谐振于信号频率，L是输出支路显感生的电感。这一电路就是E类放大器的原理电路。图中的(b)是相应电量的典型波形。,3.8.2 E类功放原理,图中的Lo、Co谐振于信号频率，L是输出支路显感生的电感。这一电路就是E类放大器的原理电路为便于分析，现假设条件如下。1.三极管为理想三极管，只起开、关作用。如包括二极管在内，则可流过反向电流。2.RFC
34、只能流过直流电流。3.中只含有输入信号频率成分。4、5、管子导通与截止的占空比为50%。,3.8.2 E类功放原理,设晶体管在t=t0时刚截止，相应相角为；在t=t1（对应1）时开始导通。这样一个周期内的可表示为(3-8-31)由于有L，与中的基波分量，就存在一个相位移。令(3-8-32)(3-8-33),3.8.2 E类功放原理,若 0=0，1=，则在一个周期内的可具体表示为(3-8-34)为使管子由截止转向导通时的=0，则必须在t=Ts/2时，vCE(t)=0。由此和式（3-8-34）可解得(3-8-35),3.8.2 E类功放原理,E类放大器除上述要求外，还要进一步要求t=Ts/2时，v
35、CE(t)=0。从而保证了反向电流不存在，与管子并联的电容C的储能正好耗尽。这时有(3-8-36)由上两条件可得理想的为o，即(3-8-37),3.8.2 E类功放原理,下面给出结论为(3-8-3(3-8-39)(3-8-40)(3-8-41)(3-8-42)(3-8-43)(3-8-44)=100%,3.8.2 E类功放原理,当由Co、Lo、R组成的谐振回路Q不够大时，会有少量谐波电流通过负载回路，这时，式（3-8-38）、式（3-8-39）就不再适用了。由此，可采用瞬时分析法导出经验公式如下：（3-8-45）（3-8-46）实际中，Q一般为5左右。,3.9 电路与信号,通过本章的学习，我们
36、得到如下几点认识：第一：在输入信号为单一频率的条件下，非线性电路内部必然存在众多频率的信号分量，这些分量在输入频率为高频时，各频率分量的频差较大，容易被滤波电路单独提取或滤除（只要被提取的信号为窄带信号，都具有这样的特点）。,3.9 电路与信号,与第一章提到的多路共用电路系统相比，这里更强调由电路非线性在输出回路中产生的共存多信号的必然性，以及共存多信号可以分为有用和无用信号两类。第二：对于存在于电路中的不同频率信号，可以通过电容和电感的阻抗随频率变化的电路特性来分别进行处理。实际上，在讲解低频放大器时，我们就已经利用了电容的隔直特点，使放大器的交流与直流的电路通路有所不同，从而较好地解决了放大元器件的工作点需求与交流信号源的影响，以及交流信号的传递问题。,3.9 电路与信号,第三：谐振功放之所以效率较高是因为减少了增益元件的导通时间，以及利用选频电路几乎不耗能的条件得到的。,
