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1、第5章 调 制 技 术,5.1 QAM 5.2 QPSK 5.3 TCM 5.4 COFDM 5.5 VSB,5.1 QAM,1.正交幅度调制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)正交幅度调制也称为正交幅移键控。这种键控由两路数字基带信号对正交的两个载波调制合成而得到。为了避免符号上的混淆，一般用m-QAM代表m电平正交调幅，用MQAM代表M状态正交调幅。通常有2电平正交幅移键控(2-QAM或4QAM)、4电平正交幅移键控(4-QAM或16QAM)、8电平正交幅移键控(8-QAM或64QAM)等。电平数m和信号状态M之间的关系是Mm2。,图5-1是MQAM正交
2、振幅调制方框图。调制信号S由分裂器(串并变换)分成I、Q两路信号，再经2-m电平变换器从2电平信号变成m电平信号X(t)、Y(t),用X(t)、Y(t)对正交的两个载波cosct和sinct进行调幅，再相加得到已调信号MQAM。,图5-1 MQAM正交振幅调制方框图,表5-1 2-4电平变换的关系,2.QAM解调 正交幅移键控信号的解调采用正交相干解调器，如图5-2所示。MQAM信号经相干解调后，在输出端分别得到两个m电平信号X(t)和Y(t)，再对m电平信号进行判决，恢复二进制信号I、Q，最后将I、Q信号合成为S(t)。在DVB-C中采用QAM调制方式。,图5-2 MQAM正交振幅解调方框图
3、,3.MQAM信号的带宽效率 理想的低通滤波情况下，MQAM信号的已调波带宽效率都是lbM(bit(sHz)。例如，16QAM的高频调制效率4bit(sHz)。实际基带低通滤波器的截止边沿是按照升余弦滚降特性下降的，滚降系数为01(0为锐截止的理想低通特性)，此时的高频调制效率应修正为=lbM（1+）(bit(sHz)。,5.2 QPSK,1.四相相移键控QPSK(Quaternary Phase Shift Keying)在QPSK中，数字序列相继两个码元的4种组合对应4个不同相位的正弦载波，即00、0l、10、11分别对应,其中0t2T，T为比特周期。图5-3（a）是QPSK相位矢量图，图
4、中I表示同相信号，Q表示正交信号。图5-3（b）是QPSK星座图，星座图中不画矢量箭头只画出矢量的端点。星座图中星座间的距离越大，信号的抗干扰能力就越强，接收端判决再生时就越不容易出现误码。星座间的最小距离表示调制方式的欧几里德距离。欧几里德距离d可表示为信号平均功率S的函数。QPSK信号的欧几里德距离与平均功率的关系为。,图5-3 QPSK的矢量图和星座图(a)矢量图；(b)星座图,图5-4是QPSK调制器的原理框图，码率为R的数字序列S(t)经分裂器分裂为码率为R2的I、Q信号，再由I、Q信号生成幅度为-AA的双极性不归零序列Re(t)、Im(t)，Re(t)和Im(t)分别对相互正交的两
5、个载波cosct和 进行ASK(幅度键控)调制，然后相加得到已调信号SQPSK(t)，即,SQPSK(t)Re(t)cosct-Im(t)sinct,(5-1),图5-4 QPSK调制器的原理框图,图5-5 QPSK调制器波形图,2.两个QPSK信号组成16QAM信号 16QAM信号可以由两个幅度相差一倍的QPSK信号组合而成，如图5-6所示。从图5-7可见，由于两个QPSK信号的幅度不同，因此对于每一个QPSK信号来讲，4种不同的相位可以传输四个双比特码元。当它们组合以后，就得到了16个或相位或幅度不同的信号状态，每个信号状态可以传输4个二进制信息，这就组成了16QAM。按照矢量叠加还可以推
6、导出64QAM、128QAM、256QAM的合成方式。MPSK信号与MQAM信号的已调波带宽效率相同。,图5-6 两个幅度相差一倍的QPSK信号组合成16QAM信号,图5-7 两个QPSK组合成16QAM信号的矢量图,5.3 TCM,1.网格编码调制TCM(Trellis Code Modulation)在传统的数字传输系统中，纠错编码与调制是分别设计并实现的。昂格尔博克(Ungerboeck)提出的网格编码调制(TCM)将两者作为一个整体来考虑，编码器和调制器综合后产生的编码信号序列具有最大的欧氏自由距离。在不增加系统带宽的前提下，这种方案可获得36 dB的性能增益。网格编码调制的基本原理是
7、通过一种“集合划分映射”的方法，将编码器对信息比特的编码转化为对信号点的编码，在信道中传输的信号点序列遵从网格图中某一条特定的路径。这类信号有两个基本特征：,(1)星座图中所用的信号点数大于未编码时同种调制所需的点数(通常扩大1倍)，这些附加的信号点为纠错编码提供冗余度。(2)采用卷积码在时间上相邻的信号点之间引入某种相关性，因而只有某些特定的信号点序列可能出现，这些序列可以模型化为网格结构，因而称为网格编码调制。,图5-8是通用TCM编码调制器结构示意图。TCM编码调制器由卷积编码器、信号子集选择器和信号点选择器组成。在每个调制信号周期中，有b比特信息输入，其中:k比特送到卷积编码器，卷积编
8、码器输出的k+r比特中的r比特是由编码器引入的冗余度，通常r=1，这k+r比特用于选择2b+r点星座的2k+r个子集之一；剩余b-k比特直接送到信号选择器，在指定的子集中惟一确定一个星座点。,图5-8 通用TCM编码调制器结构示意图,TCM码形成信号星座到2k+r个子集的一种分割，分割采用最小距离最大化的原则，即分割后子集内信号点之间的最小欧氏距离最大。每经过一次分割，子集数加倍，每个子集内的信号点数减半，最小欧氏距离随之增大。设经过i级分割之后子集内的最小欧氏距离为di，则有d0d1d2。可以用二叉树来表示集分割，定义最后一次分割得到的子集数为分割的级数，显然，图5-8的TCM编码调制器使用
9、的分割级数应该是2k+r。,2.信号星座的集分割 图5-9是8PSK信号星座的集分割示意图，分割级数为8，假设分割前最小欧氏距离，第一次分割后子集内的最小欧氏距离增大为，第二次分割后子集内的最小欧氏距离增大为d2=2。在集分割树中，令第i级分割生的两个子集所对应的编码比特分别为Zi-1n=0或1。当分割级数为2k+1时，2k+1个子集分别对应于码组Zkn，,Z1n，Z0n的不同组合。,图5-10是16QAM信号星座的集分割示意图，分割级数为8，假设分割前最小欧氏距离d0=1，1、2、3次分割后子集内的最小欧氏距离分别为d1=，d2=2，d3=。卷积编码器的作用是限制可用的信号点序列集合，使发送
10、信号序列之间的最小欧氏距离高于未编码系统相邻信号点的距离。编码器引入的是信号冗余而不是比特冗余，信号星座的点数增加为原来的2r，符号速率没有变，不会导致传输带宽增加。基本编码增益是衡量TCM码性能的重要参数，它定义为,(5-2),图5-9 8PSK信号星座的集分割示意图,图5-10 16QAM信号星座的集分割示意图,5.4 COFDM,5.4.1 OFDM基本原理 在传统的串行数据系统中，符号是串行传输的，并且每个数据符号的频谱允许占用整个有效带宽。在并行传输系统中，任何瞬间都传送多个数据，单个数据只占用可用频带的一小部分。并行传输将频率选择性衰减扩展到多个符号上，可以有效地将由于衰减和脉冲干
11、扰引起的突发错误随机化，用许多符号受到的较小干扰代替少数相邻符号受到的严重干扰。这样，即使不进行前向纠错，也能将绝大部分接收信号准确恢复。并行传输将整个信道分成了许多个较窄的子信道，每个子信道的频率响应比较平坦，系统的均衡比较简单。,1.2k模式和8k模式 对于8 MHz带宽的电视频道，均匀安排以N2r个子载波，r值可取11或13，即N为2048或8192，可简称为2k(载波)模式和8k(载波)模式。理论上，相邻载波间隔f分别为3906 Hz或976.5 Hz。按照一般的表示法，各个载波频率可表示为f0，f1，f2，,fj，,fN-1，其中，fjf0+jf，f为相邻载波的载频间隔值。用角频率表
12、示时则为0，1，j，N-1，其中,j0+j。,2.OFDM调制和解调 当对各个载波采用PSK或QAM调制方式时，每个j给出的sinjt和cosjt两个正交载波可供一对Ij和Qj信号进行调制，而Ij和Qj基带信号可以分别由1、2或3 b(对应于4PSK、16QAM和64QAM)组成。图5-11是OFDM调制器的原理方框图。图中输入数据流经串并和DA变换后，Ij和Qj数值为1、3或5，调制正交载波并经相加后复用成最终的OFDM信号输出。,图5-11 OFDM调制器的原理方框图,OFDM解调是调制的逆过程，图5-12是OFDM解调器的原理方框图。图中，由接收端产生出的各个sinjt和cosjt与接收
13、到的OFDM信号相乘，只有相同频率和相同相位的OFDM信号分量才会给出其相应的Ij和Qj信号(即同步检波)，再经阈值判决、AD变换和并串变换后，便可恢复得到原来的基带信号数据流。,图5-12 OFDM解调器的原理方框图,由于载波之间的间隔为或j，因此只当两个同频率、同相位的正弦或余弦信号相乘并在的一个周期T内积分时，积分值才不等于0，其它各路信号相乘后的积分值均等于0。这就是正弦和余弦信号的正交性。因此，图5-11中所示的N路调制波信号之间是互相正交的，即任两路信号相乘并在时间长度T内的积分值都为0。据此特性，图5-12 中就可以通过同步检波分别地解调出各路基带信号Ij和Qj。所以，将这种调制
14、称为正交频分复用。,3.移动接收采用2k模式 在高速运动汽车内进行移动接收时，OFDM调制对于由多普勒效应引起的载波频移问题也能适应。当汽车运动方向与电波到来方向相同或相反时，形成的最大多普勒频移fDM为,式中，VMAX为最大车速，fC为射频载波频率，C为光速。例如，若VMAX240 kmh，fC500 MHz，则fDM110 Hz。,如果在8 MHz射频信号带宽内安置2k个载波，则相应的载频间隔f约为4 kHz。这时，最大多普勒频移fDM与f之比约为2.75。理论和实验证明，这样的相对频移不会破坏多载波系统载波间的正交性，接收机能正确解调高速移动中接收到的信号。已经证明，移动接收时要确保载波
15、的正交性，fDM与f的比值不能超出6.25。如果采用8k模式而f约为1 kHz时，fDM必须小于62.5Hz，这时车速VMAX限制为135 kmh。若容许车速为240 kmh时，电视频道应为VHF波段的第12频道。由此可见，从适应于高速移动接收看，OFDM应采用2k模式。,4.单频网采用8k模式 单频网SFN(Single Frequency Network)是指若干个发射台同时在同一个频段上发射同样的无线信号，以实现对一定服务区域的可靠覆盖。模拟电视广播中采用多频网(MFN)方式，相邻发射台需要使用不同的频率播放节目以避免相互干扰，在一定距离以外才能进行频率重用，一路信号需要占用几倍的带宽，
16、消耗了大量的频谱资源。电视信号数字化、多载波数字调制和数字信号处理技术，使单频网的应用成为可能。,图5-13 COFDM组成单频网示意图,构成SFN时，常规地进行接力传输的发射机间的距离小于75 km。电波传输75 km延时250 s，保护间隔Tg至少应为250 s。如果Tg与有用信号时间Ts之比TgTs14，则Ts应为1 ms，相应的f应为1 kHz。8 MHz带宽内应有8k个载波，应为8k模式。若采用2k模式，f4 kHz，Ts250 s，也采用TgTs14，则Tg62.5 s，SFN内发射台间的距离只能是19 km。可见，8k模式比2k模式更适合于单频网。,5.用FFT实现OFDM调制
17、OFDM系统中的载波数量是几千，在实际应用中不可能像传统的FDM系统那样使用N个振荡器和锁相环PLL(Phase Lock Loop）阵列进行相干解调。SBWeinstein提出了一种用DFT实现OFDM的方法。其核心思想是将在通频带内实现的频分复用信号x(t)转化为在基带实现，先得到x(t)的等效基带信号s(t)，再乘以一个载波fc将s(t)搬移到所需的频带上。在基带实现的优点是可以借助集成电路工艺直接对数字信号进行处理，实现OFDM的同时避免了生成N个载波由于频率偏移而产生的载波间干扰。,如果采用快速傅立叶变换FFT(Fast Fourier Transformation)实现离散傅立叶变
18、换(DFT)和离散傅立叶反变换(IDFT)，OFDM系统的实现就变得简单和经济了。图5-14示出了用IFFT实现的OFDM系统发送端方框图。图中输入数据首先进行1路至N路的串并变换，然后将N路、每路x比特（x2、4、6）低数码率的并行数据流通过数据映射使x比特组织成数值为1(x2时)，1和3(x4时)或是1，3和5(x6时)的I，Q信号。每组映射为星座图中的一个复数，N路复数在IFFT处理单元进行快速傅立叶反变换，取实部后由并行数据再变换回串行数据，并插入保护间隙Tg。然后信号经DA变换、低通滤波后形成OFDM调制信号。频率变换器的作用是将信号频谱搬移到规定的电视频道上。,图5-14 用IFF
19、T实现的OFDM发送端方框图,6.OFDM频谱 图5-15为单个OFDM子信道的频谱，图5-16显示了OFDM的整个频谱。通过采用适当的频率间隔，可以得到平坦的信号频谱，从而能够保证各载波间的正交性。,图5-15 单个OFDM子信道的频谱,图5-16 OFDM的整个频谱,由于OFDM信号的频谱不是严格限带的(sinc(f)函数)，因此多径传输引起的线性失真使得每个子信道的能量扩散到相邻信道，从而产生符号间干扰。解决的方法是延长符号的持续时间或增加载波数量，使失真变得不是那么明显。然而由于载波容量、多普勒效应以及DFT大小的限制，这种方法中只能在一定程度上解决符号间干扰问题。另一种防止符号间干扰
20、的方法是周期性地加入保护间隔，在每个OFDM符号前面加入信号本身周期性的扩展。符号总的持续时间T=ts+tg,tg是保护间隔，ts是有用信号的持续时间。当保护间隔大于信道脉冲响应或多径延迟时，就可以消除符号间干扰。由于加入保护间隔会导致数据流量增加，因此通常tg小于ts4。图5-17给出了带有保护间隔的OFDM的时频表示，信号在频域重叠，在时域通过保护间隔分开，这种结构符合电视广播信道的特性(在电视广播信道中，时间弥散较大，频率弥散不是很明显)。,图5-17 采用保护间隔的OFDM时频表示,5.4.2 COFDM 1.TCM编码、交织和OFDM COFDM实际上是将编码和OFDM（Coded
21、OFDM）结合起来的一种传输方案。利用时间和频率分集，OFDM提供了一种在频率选择性衰减信道中传输数据的方案。但是，它本身并不能够抑制衰减。由于在频域中所处位置的不同，不同子信道受到的衰减也不同。这就要求采用信道编码进一步保护传输数据。在所有信道编码方案中，网格编码调制(TCM)结合频率和时间交织被认为是频率选择性衰减信道中最有效的方法。,TCM将编码和调制结合在一起，在不影响信号带宽的条件下实现了较高的编码增益。在TCM编码器中，根据子集分割原理，每个n比特的符号被映射成n+1比特。这种处理会增加星座图的尺寸，并且使网格编码的冗余度有所增加。OFDM的一个优点是通过并行和多载波传输数据，能够
22、将宽带的频率选择性衰减转化为窄带非选择性频率衰减。采用特定设计TCM码的COFDM是针对非选择性频率衰减的，这是将COFDM应用于地面广播的一个重要原因。但是，搜索最佳TCM码的工作仍在进行当中。,2.COFDM的性能 1)消除多径干扰和衰减 计算机仿真和现场实验表明：在设计适当的保护间隔、交织和信道编码后，COFDM有能力消除较强的多径干扰，使多径传输时的BER降低。除了信道衰减外，由于发射塔晃动、飞机震动甚至树木的晃动的影响，时变信号会产生动态鬼影，导致传输过程中产生误码。通过使用并行传输结构和网格编码，COFDM系统在衰减和时变信道环境中具有一定的优势。,2)相位噪声和抖动 COFDM系
23、统采用多载波进行传输，各个载波之间的间隔很小，容易受到载波频率差错的影响，较小的频率偏移就会破坏子信道间的正交性。系统性能会随着频率偏移和子载波数量的增多而明显恶化。发端上行转换器、收端下行转换器和调谐器都会影响相位噪声和抖动。一种解决的方法是采用导频来跟踪解调的相位噪声。这种方法是以牺牲数据流量的净负荷为代价的。,3)载波恢复和均衡 在恶劣的信道条件中，载噪比非常低，具有较强的干扰和衰减，COFDM系统必须具有较强的载波恢复能力。采用导频和参考符号是恢复载波和子信道均衡的有效方法。导频可能是正弦波或已知的二进制序列。参考符号为伪随机序列。,5.5 VSB,残留边带VSB(Vestigial
24、Side-Band)调制，就是用调幅信号抑制载波，并且两个边带信号中一个边带几乎完全通过而另一个边带只有少量残留部分通过。为保证所传输的信息不失真，要求残留边带分量等于传输边带中失去的那一部分。这就要求残留边带滤波器在载频处具有互补滚降特性(奇对称)，这样有用边带分量在载频附近的损失能被残留边带分量补偿。基带信号经平衡调幅器产生双边带平衡调幅波形,再通过一个合适的残留边带滤波器得到残留边带调制信号。,图5-18是VSB调制和解调的波形图。,图5-18 残留边带调制、解调波形图,图5-19 16-VBS调制器,m-VSB已调波的传输带宽就等于基带信号的带宽B。由于基带码率为Rb/k时，在理想低通情况下基带信号的带宽为,（5-4）,因而单边带的高频调制效率为,（5-5）,当考虑到低通滤波具有滚降系数时，实际的高频带宽应为B(1+)，所以实际的高频调制效率为,（5-6）,在ATSC标准地面电视广播系统中，采用网格编码（Trellis Code）8-VSB调制方式；在有线电视广播中，采用16-VSB调制方式。m越大，高频调制效率越高。但是，当高频信号的平均功率相同时，m增大后星座图(沿调制轴的一维星座图)上星座点之间的距离dm-VSB相应地减小，抗干扰能力随之降低。有线信道是质量较好的传输媒体，外来干扰小，容许使用m值较大的m-VSB调制方式，详见6.1节内容。,
