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1、频谱仪原理本文的目的是为您提供关于频谱仪或信号分析仪的基本概述。您或许想要进一步了解与频谱分析相关的更多其他话题，您可访问频谱分析仪网页。这里将重点介绍频谱分析仪工作的基本原理和频谱仪的主要功能。虽然今天的技术使得现代数字实现替代许多模拟电路成为可能,但是从经典的频谱分析仪结构开始了解仍然非常有好处。今后我们还将探讨数字电路赋予频谱仪的功能及优势,以及讨论现代频谱仪中所使用的数字架构。图2-1是一个超外差频谱仪的简化框图。外差是指混频，即对频率进行转换，而超则是指超音频频率或高于音频的频率范围。从图中我们看到，输入信号先经过一个衰减器，再经低通滤波器（稍后会看到为何在此处放置滤波器）到达混频器
2、，然后与来自本振（LO）的信号相混频。射频输入对数衰减器混频器中柒增益中频渡波器放大器包络检波器图2-1.典型超外差频谱分析仪的结构框图由于混频器是非线性器件，其输出除了包含两个原始信号之外，还包含它们的谐波以及原始信号与其谐波的和信号与差信号。若任何一个混频信号落在中频（IF）滤波器的通带内，它都会被进一步处理（被放大并可能按对数压缩）。基本的处理过程有包络检波、低通滤波器进行滤波以及显示。斜波发生器在屏幕上产生从左到右的水平移动，同时它还对本振进行调谐，使本振频率的变化与斜波电压成正比。如果您熟悉接收普通调幅（AM）广播信号的超外差调幅收音机，您一定会发现它的结构与图2-1所示框图极为相似
3、。差别在于频谱分析仪的输出是屏幕而不是扬声器，且其本振调谐是电子调谐而不是靠前面板旋钮调谐。既然频谱分析仪的输出是屏幕上的X-Y迹线,那么让我们来看看从中能获得什么信息。显示被映射在由10个水平网格和10个垂直网格组成的标度盘上。横轴表示频率,其标度值从左到右线性增加。频率设置通常分为两步：先通过中心频率控制将频率调节到标度盘的中心线上，然后通过频率扫宽控制再调节横跨10个网格的频率范围（扫宽）。这两个控制是相互独立的，所以改变中心频率时，扫宽并不改变。还有，我们可以采用设置起始频率和终止频率的方式来代替设置中心频率和扫宽的方式。不管是哪种情况，我们都能确定任意被显示信号的绝对频率和任何两个信
4、号之间的相对频率差。纵轴标度按幅度大小划分。可以选用以电压定标的线性标度或以分贝（dB）定标的对数标度。对数标度比线性标度更经常使用,因为它能反映出更大的数值范围。对数标度能同时显示幅度相差70至100dB（电压比为3200至100,000或功率比为IOzOOOzOOO至10,000,000,000）的信号，而线性标度则只能用于幅度差不大于20至30dB（电压比10至32）的信号。在这两种情况下，我们都会运用校准技术1给出标度盘上最高一行的电平即基准电平的绝对值，并根据每个小格所对应的比例来确定标度盘上其他位置的值。这样，我们既能测量信号的绝对值，也能测量任意两个信号的相对幅度差。屏幕上会注释
5、出频率和幅度的标度值。图2-2是一个典型的频谱分析仪的显图2-2.参数已设定的典型频谱分析仪显示图现在让我们将注意力再回到图2-1中所显示的频谱分析仪元器件。射频通信原理是什么？ 68赞同 8评论回答射频衰减器分析仪的第一部分是射频衰减器。它的作用是保证信号在输入混频器时处在合适的电平上，从而防止发生过载、增益压缩和失真。由于衰减器是频谱仪的一种保护电路,所以它通常是基于基准电平值而自动设置,不过也能以10dB、5dB、2dB甚至1dB的步进来手动选择衰减值。图2-3所示是一个以2dB为步进量、最大衰减值为70dB的衰减器电路的例子。其中隔直电容是用来防止分析仪因直流信号或信号的直流偏置而被损
6、坏，不过它会对低频信号产生衰减，并使一些频谱仪的励氐可用起始频率增加至9kHz、100kHz或10MHzo在有些分析仪中，可以像图2-3月暗连接一个幅度基准信号，它提供了一个有精确频率和幅度的信号,用于分析仪周期性的自我校准。图2-3.射频衰减器电路低通滤波器或预选器低通滤波器的作用是阻止高频信号到达混频器。从而可以防止带夕M言号与本振相混频，在中频上产生多余的频率响应。微波频谱分析仪或信号分析仪用预选器代替了低通滤波器，预选器是一种可调滤波器，能够滤掉我们所关心的频率以外的其他频率上的信号。在第7章里，我们将详细介绍对输入信号进行过滤的目的和方法。分析仪调谐我们需要知道怎样将频谱分析仪或信号
7、分析仪调谐至我们所希望的频率范围。调谐取决于中频滤波器的中心频率、本振的频率范围和允许外界信号到达混频器（允许通过低通滤波器）的频率范围。从混频器输出的所有信号分量中，有两个具有最大幅度的信号是我们最想得到的，它们是由本振与输入信号之和以及本振与输入信号之差所产生的信号分量。如果我们能使想观察的信号比本振频率高或低一个中频，则所希望的混频分量之一就会落入中频滤波器的通带之内，随后会被检波并在屏幕上产生幅度响应。为了使分析仪调谐至所需的频谱范围，我们需要选择合适的本振频率和中频。假定要求的调谐范围是0至3.6GHz,接下来需要选择中频频率。如果选择1GHz的中频,这个频率处在所需的调谐范围内，我
8、们可以得到一个1GHz的输入信号，又由于混频器的输出包含原始输入信号，那么来自于混频器的1GHz输入信号将在中频处有恒定的输出。所以不管本振如何调谐，1GHZ的信号都将通过系统，并在屏幕上给出恒定的幅度响应。其结果是在频率调谐范围内形成一个无法进行测量的空白区域,因为在这一区域的信号幅度响应独立于本振频率。所以不能选择1GHz的中频。也就是说，我们应在比调谐频段更高的频率上选择中频。在可调谐至3.6GHz的KeysightX系列信号分析仪中，第一个本振频率范围为3.8至8.7GHz,选择的中频频率约为5.1GHzo现在我们想从0Hz(由于这种结构的仪器不能观察到0Hz信号，故实际上是从某个彳砌
9、)调谐到3.6GHzo选择本振频率从中频开始(Lo-IF=OHZ)并向上调谐至高于中频3.6GHz,则LO-IF的混频分量就能够覆盖所要求的调谐范围。运用这个原理，可以建立如下调谐方程：fsig=fLO.格式中JSig=信号频率fL0=本振频率flp=中频(IF)如果想要确定分析仪调谐到低频、中频或高频信号（比如1kHz、1.5GHz或3GHz）所需的本振频率，首先要变换调谐方程得到fLO:fLO=sig+G然后代入信号和中频频率2：fL0=1kHz5.1GHz=5.100001GHzfL0=1.5GHz5.1GHz=6.6GHzorfL0=3GHz5.1GHz=8.1GHz.oR400034
10、4844)21)-148(JB这钟情况将无法讨到较小信号.改用带宽为IkHZ的泡波器，可得t 0 fO-7/231 1149.48于是计樟滤波Ie的边缘下降为:H(AOOO)-10(4)IoglO4000/114948户1)-447dB图2-10.带宽为3kHz（上方迹线）不能分辨出较小信号，带宽减小到1kHz（下方迹线）时则能分辨数字滤波器一些频谱分析仪使用数字技术实现分辨率带宽滤波器。数字滤波器有很多优点，例如它能极大地改善滤波器的带宽选择性。是德科技公司的PSA系列和X系列分析仪实现了分辨率带宽滤波器的全部数字化。另外像KeysightESA-E系列频谱仪，采用的是混合结构：带宽较大时采
11、用模拟滤波器，带宽小于等于300Hz时采用数字滤波器。剩余FM最小可用分辨率带宽通常由分析仪中本振（尤其是第一本振）的稳定度和剩余调频决定。早期的频谱仪设计使用不稳定的YIG（钻铁石榴石）振荡器，通常具有大约1kHz的残余调频。由于这种不稳定性被传递给与本振相关的混频分量，再将分辨率带宽减小至IKHz以下是没有意义的,因为不可能确定这种不稳定性的准确来源。不过，现代分析仪已经极大的改善了残余调频。比如是德科技高性能X系列信号分析仪具有0.25Hz（标称值）的剩余调频；PSA系列频谱分析仪为1至4Hz;ESA系列频谱仪为2至8Hz。这使得分辨率带宽可以减小至1Hzo因此，分析仪上出现的任何不稳定
12、性都是由输入信号造成的。相位噪声没有一种振荡器是绝对稳定的。虽然我们看不到频谱分析仪本振系统的实际频率抖动，但仍能观察到本振频率或相位不稳定性的明显表征，这就是相位噪声（有时也叫噪声边带）。它们都在某种程度上受到随机噪声的频率或相位调制的影响。如前所述，本振的任何不稳定性都会传递给由本振和输入信号所形成的混频分量,因此本振相位噪声的调制边带会出现在幅度远大于系统宽带底噪的那些频谱分量周围（图2-11）。显示的频谱分量和相位噪声之间的幅度差随本振稳定度而变化，本振越稳定，相位噪声越小。它也随分辨率带宽而变，若将分辨率带宽缩小10倍，显示相位噪声电平将减小10dB5o图2-11.只有当信号电平远大
13、于系统底噪时，才会显示出相位噪声相位噪声频谱的形状与分析仪的设计，尤其是用来稳定本振的锁相环结构有关。在某些分析仪中，相位噪声在稳定环路的带宽中相对平坦，而在另一些分析仪中，相位噪声会随着信号的频偏而下降。相位噪声采用dBc（相对于载波的dB数）为单位，并归一化至1Hz噪声功率带宽。有时在特定的频偏上指定，或者用一条曲线来表示一个频偏范围内的相位噪声特性。通常，我们只能在分辨率带宽较窄时观察到频谱仪的相位噪声，此时相位噪声使这些滤波器的响应曲线边缘变得模糊。使用前面介绍过的数字滤波器也不能改变这种效果。对于分辨率带宽较宽的滤波器，相位噪声被掩埋在滤波器响应曲线的边带之下，正如之前讨论过的两个非
14、等幅正弦波的情况。一些现代顷谱分析仪或信号分析仪允许用户选择不同的本振稳定度模式，使得在各种不同的测量环境下都能具备最佳的相位噪声。例如，高性能X系列信号分析仪提供3种模式：-距载波频偏小于140kHz时的相位噪声优化。在此模式下，载波附近的本振相位噪声被优化，而140kHz之外的相位噪声不具备最优特性。-距载波频偏大于160kHz时的相位噪声优化。这种模式优化距载波频偏大于160KHz处的相位噪声。-优化本振用于快速调谐。当选择这种模式，本振的特性将折衷所有距载波频偏小于2MHz范围内的相位噪声。这样在改变中心频率或扫宽时允许在最短的测量时间内保证最大的测量吞吐量。图2-12a.相位噪声性能
15、在不同测量环境下的优化图2-12b,距载波频偏为140kHz处的详细显示高性能X系列信号分析仪的相位噪声优化还可以设为自动模式，这时频谱仪会根据不同的测量环境来设置仪器，使其具有最佳的速度和动态范围。当扫宽44.44MHz或分辨率带宽1.9MHZ时，分析仪选择快速调谐模式。另外，当中心频率195kHz或当中心频率1MHz且扫宽1.3MHzs分辨率带宽75kHz时，分析仪自动选择最佳近端载波相位噪声。在其他情况下，分析仪会自动选择远端最佳相位噪声。在任何情况下,相位噪声都是频谱分析仪或信号分析仪分辨不等幅信号能力的最终限制因素。如图2-13所示，根据3dB带宽和选择性理论，我们应该能够分辨出这两
16、个信号，但结果是相位噪声掩盖了较小的信号。图2-13.相位噪声阻碍了对非等幅信号的分辨扫描时间模拟分辨率滤波器如果把分辨率作为评价频谱仪的唯一标准，似乎将频谱仪的分辨率（IF）滤波器设计得尽可能窄就可以了。然而，分辨率会影响扫描时间，而我们又非常注重扫描时间。因为它直接影响完成一次测量所需的时间。考虑分辨率的原因是由于中频滤波器是带限电路,需要有限的时间来充电和放电。如果混频分量扫过滤波器的速度过快，便会造成如图2-14所示的显示幅度的丢失。（关于处理中频响应时间的其他方法，见本章后面所述的“包络检波器。)如果我们考虑混频分量停留在中频滤波器通带内的时间，则这个时间与带宽成正比，与单位时间内的
17、扫描(Hz)成反比，即：通带内的时间=RBW=(RBW)(ST)SpaSTeSpan其中RBW=分辨率带宽，ST=扫描时间。另一方面，波波器的上升时间又与其带宽成反比，如果我们引入比例常数k,则有：上升时间=儡若使前面讨论的这两个时间相等，并求解扫描时间，得到：k(RBW)(ST)RBW=Spank(Span)或Sl-RBW2许多模拟分析仪中所采用的同步调谐式准高斯滤波器的k值在2至3之间。KEYStGHT图2-14.扫描过快引起显示幅度的下降和所指定频率的偏移我们得出的重要结论是：分辨率的变化对扫描时间有重大影响。老式模拟分析仪通常都能按L3、10的规律或大致等于10的平方根的比率提供步进值
18、。所以，当分辨率每改变一档，扫描时间会受到约10倍的影响。KeysightX系列信号分析仪提供的带宽步进可达10%,以实现扫宽、分辨率和扫描时间三者更好的折衷。频谱分析仪一般会根据扫宽和分辨率带宽的设置自动调整扫描时间，通过调节扫描时间来维持一个被校准的显示。必要时，我们可以不使用自动调节而采用手动方式设定扫描时间。如果所要求的扫描时间比提供的最大可用扫描时间还短，频谱仪会在网格线右上方显示wMeasUncalw以表示显示结果未经校准。数字分辨率滤波器是德科技频谱分析仪或信号分析仪中所使用的数字分辨率滤波器对扫描时间的影响与之前所述的模拟滤波器不同。对于扫描分析，利用数字技术实现的滤波器在不进
19、行更深入处理的条件下，扫描速度提高至原来的2至4倍。而配有选件FSl的X系列信号分析仪利用编程方法可以校正分辨率带宽在大约3kHz至100kHz之间时扫描速度过快的影响。因此取决于特定的设置,扫描时间可以从秒级缩短到毫秒级。见图2-14ao不包括校正过程的扫描时间将达到79.8秒。图2-14b显示了分析仪配有选件FSl时，扫描时间达1.506秒。对于这些最宽的分辨率带宽，扫描时间已经非常短。例如，在k二2、1GHz扫虱1MHz分辨率带宽条件下，使用公式计算得出扫描时间仅为2毫秒。对于较窄的分辨率带宽，Keysight频谱分析仪或信号分析仪使用快速傅立叶变换（FFT）来处理数据，因此扫描时间也会
20、比公式预计的时间短。由于被分析的信号是在多个频率范围中进行处理，所以不同的分析仪会有不同的性能表现。例如，如果频率范围为1kHz,那么当我们选择10Hz的分辨率带宽时，分析仪实际上是在1kHz单元中通过100个相邻的10Hz滤波器同时处理数据。如果数字处理的速度能达到瞬时，那么可以预期扫描时间将缩短100倍。实际上缩减的程度要小些，但仍然非常有意义。图2-14a.20kHzRBW、未配有选件FSl时的全扫宽扫描速度图2-14b.20kHzRBW,配有选件FSl时的全扫宽扫描速度包络检波器老式分析仪通常会使用包络检波器将中频信号转换为视频信号7o最简单的包络检波器由二极管、负载电阻和低通滤波器组
21、成，如图2-15所示。示例中的中频链路输出信号（一个幅度调制的正弦波）被送至检波器，检波器的输出响应随中频信号的包络而变化，而不是中频正弦波本身的瞬时值。图215.包络检波器图2-16.包络检波器的输出随中叛信号的峰值而变化IrA对大多数测量来说，我们选择足够窄的分辨率带宽来分辨输入信号的各个频谱分量。如果本振频率固定，频谱仪则调谐到信号的其中一个频谱分量上，那么中频输出就是一个恒定峰值的稳定正弦波。于是包络检波器的输出将是一个恒定（直流）电压，并没有需要检波器来跟踪的变化。不过，有些时候我们会故意使分辨率带宽足够宽以包含两个或更多的频谱分量，而有些场合则别无选择，因为这些频谱分量之间的频率间
22、隔比最窄的分辨率带宽还要小。假设通带内只含两个频谱分量，则两个正弦波会相互影响而形成拍音，如图2-16所示，中频信号的包络会随着两个正弦波间的相位变化而变化。分辨率（中频）滤波器的带宽决定了中频信号包络变化的最大速率。该带宽决定了两个输入正弦波之间有多大的频率间隔从而在经混频后能够同时落在滤波器通带内。假设末级中频为22.5MHz,带宽为100kHz,那么两个间隔100kHz的输入信号会产生22.45和22.55MHz的混频分量，因而满足上述标准，如图2-16所示。检波器必须能够跟踪由这两个信号所引起的包络变化，而不是22.5MHz中频信号本身的包络。包络检波器使频谱分析仪成为一个电压表。让我
23、们再次考虑上述中频通带内同时有两个等幅信号的情况，功率计所指示的电平值会比任何一个信号都要高3dB,也就是两个信号的总功率。假定两个信号靠得足够近，以致分析仪调谐至它们中间时由于滤波器的频响跌落而引起的衰减可以忽略不计。（对于这里所讨论的内容，我们假设滤波器具有理想的矩形特性。）那么分析仪的显示将在任一信号电平2倍的电压值（大于6dB）与0（在对数标度下为负无穷大）之间变化。记住这两个信号是不同频率的正弦信号（矢量），所以它们彼此之间的相位也在不断变化，有时刚好同相，幅值相加，而有时又刚好反相，则幅值相减。因此，包络检波器根据来自中频链路的信号峰值（而不是瞬时值）的变化而改变，导致信号相位的丢
24、失，这将电压表的特性赋予了频谱分析仪。数字技术实现的分辨率带宽滤波器不包括模拟的包络检波器，而是用数字处理计算出LQ两路数据平方和的方根，这在数值上与包络检波器的输出相同。一种频率范围从零（直流）到由电路元件决定的某个较高频率的信号。普仪早期的模拟显示技术用这种信号直接驱动CRT的垂直偏转,因此被称为视频信号。显示直到20世纪70年代中期,频谱分析仪的显示方式还是纯模拟的。显示的迹线呈现连续变化的信号包络，且没有信息丢失。但是模拟显示有着自身的缺点，主要的问题是处理窄分辨率带宽时所要求的扫描时间很长。在极端情况下，显示迹线会变成一个在阴极射线显像管（CRT）屏幕上缓慢移动的光点,而没有实际的迹
25、线。所以，长扫描时间使显示变得没有意义。是德科技（当时是惠普的TB分）率先提出了一种可变余辉存储的CRT,能在它上面调节显示信息的消退速率。如果调节适当，那么在旧迹线刚刚消失的时刻新的迹线恰好出现以更新显示。这种显示是连续、无闪烁的，而且避免了迹线重叠带来的混淆。它的效果相当好，但是针对每个新的测量状态需要重新调整亮度和消退速度。20世纪70年代中期，数字电路发展起来，它很快被用于频谱分析仪中。一旦一条迹线被数字化并存入存储器后，便永久地用于显示。在不使图像变得模糊或变淡的前提下，以无闪烁的速率来刷新显示变得简单。在不使图像变得模糊或变淡的前提下，以无闪烁的速率来刷新显示变得简单。图2-17.
26、对模拟信号进行数字化时，每个点应显示什么样的值？检波器类型采用数字显示，我们需要确定对每个显示数据点，应该用什么样的值来代表。无论我们在显示器上使用多少个数据点，每个数据点必须能代表某个频率范围或某段时间间隔（尽管在讨论频谱分析仪时通常并不会用时间）内出现的信号。这个过程好1以先将某个时间间隔的数据都放到一个信号收集单元（bucket）内，然后运用某一种必要的数学运算从这个信号收集单元中取出我们想要的信息比特。随后这些数据被放入存储器再被写到显示器上。这种方法提供了很大的灵活性。这里我们将要讨论6种不同类型的检波器。在图2-18中，每个信号收集单元内包含由以下公式决定的扫宽和时间帧的数据：图2
27、-18.1001个迹线点（信号收集单元）中的每个点都覆盖了100kHz的频率扫宽和0.01ms的时间扫宽频率：信号收集单元的宽度=扫宽/（迹线点数-1）时间：信号收集单元的宽度二扫描时间/（迹线点数-1）不同仪器的采样速率不同，但减小扫宽和/或增加扫描时间能够获得更高的精度,因为任何一种情况都会增加信号收集单元所含的样本数。采用数字中频滤波器的分析仪，采样速率和内插特性按照等效于连续时间处理来设计。信号收集单元的概念很重要，它能够帮我们区分这6种显示检波器类型:-取样检波- 正峰值检波（简称峰值检波）- 负峰值检波- 正态检波（Normal）- 平均检波-准峰值检波图2-19.存储器中存入的迹
28、线点基于不同的检波器算法前三种检波类型（取样、峰值和负峰值）比较容易理解，如图2-19中的直观表示。正态、平均和准峰值检波要复杂一些，我们稍后进行讨论。我们回到之前的问题：如何用数字技术尽可能如实地显示模拟系统？我们来设想图2-17所描述的情况,即显示的信号只包含噪声和一个连续波（CW）信号。取样检波作为第一种方法，我们只选取每个信号收集单元的中间位置的瞬时电平值（如图2-19）作为数据点，这就是取样检波模式。为使显示迹线看起来是连续的,我们设计了一种能描绘出各点之间矢量关系的系统。匕瞰图2-17和2-20,可以看出我们获得了一个还算合理的显示。当然，迹线上的点数越多，就越能真实地再现模拟信号
29、。不同频谱仪的可用显示点数是不一样的，对于X系列信号分析仪，频域迹线的取样显示点数可以从最少1个点到最多40001个点。如图2-21所示,增加取样点确实可使结果更接近于模拟信号。虽然这种取样检波方式能很好的体现噪声的随机性，但并不适合于分析正弦波。如果在高性能X系列信号分析仪上观察一个100MHz的梳状信号,分析仪的扫宽可以被设置为0至26.5GHZ即便使用100l个显示点,每个显示点代表26.5MHz的频率扫宽（信号收集单元），也远大于8MHz的最大分辨率带宽。结果,采用取样检波模式时,只有当梳状信号的混频分量刚好处在中频的中心处时，它的幅度才能被显示出来。图2-22a是一个使用取样检波的带
30、宽为750Hz、扫宽为10MHz的显示。它的梳状信号幅度应该与图2-22b所示（使用峰值检波）的实际信号基本一致。可以得出，取样检波方式并不适用于所有信号，也不能反映显示信号的真实峰值。当分辨率带宽小于采样间隔（如信号收集单元的宽度）时，取样检波模式会给出错误的结果。图2-20.取样检波模式使用10个点显示图2-17中的信号AnaJyzer 1 f图221.增加取样点使显示结果更接近于模拟显示WZs0。Cormcom Of FrwqRefH(S) NFE OfPrwmp 012 OfINP Ho EmtM Gain IBrcfSTnAoe口2 3 I Iw W WW W W图2-22a.取样检
31、波模式下的带宽为250kHz、扫宽为10MHz的梳状信号图2-22b.在10MHz扫宽内，采用（正）峰值检波得到的实际梳状信号（正）峰值检波确保所有正弦波的真实幅度都能被记录的一种方法是显示每个信号收集单元内出现的最大值，这就是正峰值检波方式，或者叫峰值检波，如图2-22b所示。峰值检波是许多频谱分析仪默认的检波方式，因为无论分辨率带宽和信号收集单元的宽度之间的关系如何，它都能保证不丢失任可正弦信号。不过，与取样检波方式不同的是，由于峰值检波只显示每个信号收集单元内的最大值而忽略了实际的噪声随机性，所以在反映随机噪声方面并不理想。因此，将峰值检波作为第一检波方式的频谱仪一般还提供取样检波作为补
32、充。负峰值检波负峰值检波方式显示的是每个信号收集单元中的最小值。大多数频谱仪都提供这种检波方式，尽管它不像其他方式那么常用。对于EMC测量，想要从脉冲信号中区分出CW信号，负峰值检波会很有用。在本应用指南后面的内容里,我们将看到负峰值检波还能应用于使用外部混频器进行高频测量时的信号喇正态检波为了提供比峰值检波更好的对随机噪声的直观显示并避免取样检波模式显示信号的丢失问题，许多频谱仪还提供正态检波模式（俗称rosenfell9模式）。如果信号像用正峰值和负峰值检波所确定的那样既有上升、又有下降，则该算法将这种信号归类为噪声信号。Roesnfell并不是人名,而是一种运算方法的描述,用以测试在给定
33、数据点代表的信号收集单元内的信号是上升还是下降,有时也写成rosenffell。在这种情况下，用奇数号的数据点来显示信号收集单元中的最大值，用偶数号的数据点来显示最小值。如图2-25所示。正态检波模式和取样检波模式在图2-23a和2-13b中比较。（由于取样检波器在测量噪声时非常有效，所以它常被用于噪声游标应用。同样在信道功率测量和邻道功率测量中需要一种检波类型，可以提供无任何倾向的结果，此时适合使用峰值检波。对没有平均检波功能的频谱仪来说，取样检波是最好的选择。）当遇到正弦信号时会是什么情况呢？我们知道，当混频分量经过中频滤波器时，频谱仪的显示器上会描绘出滤波器的特性曲线。如果滤波器的曲线覆
34、盖了许多个显示点，便会出现下述情况：显示信号只在混频分量接近滤波器的中心频率时才上升,也只在混频分量远离滤波器中心频率时才下降。无论哪一种情况，正峰值和负峰值检波都能检测出单一方向上的幅度变化，并根据正态检波算法，显示每个信号收集单元内的最大值，如图2-24所示。当分辨率带宽比信号收集单元窄时又会怎样呢？这时信号在信号收集单元内既有上升又有下降。如果信号收集单元恰好是奇数号，则一切正常，信号收集单元内的最大值将作为下一个数据点直接被绘出。但是，如果信号收集单元是偶数号的，那么描绘出的将是信号收集单元内的最小值。根据分辨率带宽和信号收集单元宽度的比值，最小值可能部分或完全不同于真实峰值（我们希望
35、显示的值）。在信号收集单元宽度远大于分辨率带宽的极端情况下，信号收集单元内的最大值和最小值之差将是信号峰值和噪声之间的差值，图2-25的示例正是如此。观察第6个信号收集单元，当前信号收集单元中的峰值总是与前一个信号收集单元中的峰值相比较,当信号单元为奇数号时（如第7个单元）就显示两者中的较大值。此峰值实际上发生在第6个信号收集单元，但在第7个单元才被显示出来。KEYSIGHT 皿 所Input Z50QCoupfcng DCConectxxts OffAhgrv AUtoFreq Rd Int (S)NFE FiHAlton 10dB Preamp: 0 LNRNotEnaHed Source
36、 OfPNO BOSJWdoGato 0 IFGan low Sg Fraclc OaAwgTypo LoPwor h2 3 4 TngFgRun 号NNNNN N1 Speclrun图2-24.当信号收集单元内的值只增大或只减小时，正态检波显示该单元内的最大值正态检波算法：如果信号值在一个信号收集单元内既有上升又有下降：则偶数号信号收集单元将显示该单元内的最小值（负峰值）。并记录最大值，然后在奇数号信号收集单元中将当前单元内的峰值与之前（记录的）一个单元的峰值进行上匕较并显示两者中的较大值（正峰值）。如果信号在一个信号收集单元内只上升或者只减小，则显示峰值，如图2-25所示。这个处理过程可能
37、引起数据点的最大值显示过于偏向右方，但此偏移量通常只占扫宽的一个很小的百分数。一些频谱分析仪，例如高性能X系列信号分析仪，通过调节本振的起止频率来补偿这种潜在的影响。另一种错误是显示峰值有两个而实际峰值只存在一个,图2-26显示出可能发生这种情况的例子。使用较宽分辨率带宽并采用峰值检波时两个峰值轮廓被显示出来。因此峰值检波最适用于从噪声中定位CW信号，取样检波最适用于测量噪声，而既要观察信号又要观察噪声时采用正态检波最为合适。图2-25.正态检波算法所选择的显示迹线点图2-26.正态检波显示出两个峰值而实际只存在一个平均检波虽然现代数字调制方案具有类噪声特性，但取样检波不能提供我们所需的所有信息。比如在测量一个W-CDMA信号的信道功率时，我们需要集成信号的均方根值，这个测量过程涉及到频谱仪一定频率范围内的信号收集单元的总功率，取样检波并不能提供这个信息。虽然一般频谱仪是在每个信号
